Makinis na pagsasaayos ng PWM generator tl494. Generator sa TL494 na may adjustable frequency at duty cycle

04.09.2022 | Mga pautang

Noong una akong nagsimulang magtrabaho sa radio electronics, ang aking workshop ay puno ng mga notebook, mga sheet ng papel na may mga kalkulasyon, mga formula at lahat ng uri ng mga bagay. Ngayon na ang isang computer ay malayo sa isang karangyaan, maaari mong gawing mas madali ang iyong buhay sa pamamagitan ng paggamit ng mga programa para sa amateur radio. Ang lahat ng mga programa ay ipinakita para sa mga layuning pang-impormasyon; Inirerekumenda ko ang pag-download ng mga orihinal na bersyon ng mga programa mula sa website ng developer

Ito ay isang set ng iba't ibang mga programa para sa pagkalkula ng iba't ibang uri ng mga transformer, chokes at pagtukoy ng permeability ng core. Kinakalkula din ang dalas ng Microcircuits 3525 at 3842-3845
Ang mga programang ito ay nagpakita ng kanilang mga sarili sa mga artikulo

Splan70 mula saAbacom

Programa para sa pagguhit ng mga radio-electronic circuit. Ang software package ay naglalaman ng isang malaking database ng iba't ibang mga electronic na bahagi, at mayroon ding isang editor para sa pagguhit ng iyong sariling mga bahagi
Aktibo kong ginagamit ang programa para sa pagguhit ng mga diagram, ngunit ngayon ay gumagamit ako ng Multisim para dito

Programa para sa pagsusuri

Isang napakalakas na emulator para sa paunang pagsubok ng mga circuit at ang kanilang pagsasaayos. Karamihan sa mga ideyang pumapasok sa isip ko, ginagawa ko muna ang mga ito sa emulator, at pagkatapos ay ipinatupad ang mga ito sa hardware at sa wakas ay i-configure ang mga ito
Ang Multisim ay may malaking base ng mga bahagi sa board, na nagbibigay-daan dito upang tularan ang halos anumang circuit. Mayroong iba't ibang mga tool mula sa isang multimeter hanggang sa makapangyarihang mga generator

I-download ang program mula sa website ng developer

SprintLayOut 6 offAbacom

Ito ay isang mahusay na editor para sa pagguhit ng single-sided at double-sided printed circuit boards.
May malaking database ng mga macro, posible na magdagdag ng mga macro sa iyong sarili
Ang lahat ng naka-print na circuit board ay iginuhit sa editor na ito

Programa para sa pagsusuri

Ang pangunahing pakete ng mga programa ay inilarawan na, mayroon ding mga menor de edad na programa na bihira ko, ngunit ginagamit pa rin

Ito ay isang programa para sa coding at color marking resistors; ginamit ko ito nang husto dati. Ngayon alam ko na ang lahat sa pamamagitan ng puso, ngunit kung minsan, para makasigurado, sinusuri ko ang mga resulta sa programang ito

Programa para sa pagsusuri

Isang programa para sa pagkalkula ng isang transformer power supply para sa isang audio power amplifier. Isinasaalang-alang ang mga katangian ng pagkonsumo ng enerhiya sa panahon ng pagpaparami ng tunog

Programa para sa pagsusuri

RegulatorDesing 1.2Nazar

Dragons" Lord (2005)

Gawain: Bumuo ng isang madaling gamitin, pinakamaraming maraming nalalaman na rectangular pulse generator. Kinakailangang kondisyon- tiyakin ang pinakamatarik na posibleng nangunguna at sumusunod na mga gilid ng signal. Ito rin ay kanais-nais na masakop ang pinakamalawak na posibleng hanay ng mga frequency at duty cycle. Ayon sa gawain, sa pamamagitan ng mga karaniwang pagsisikap ng mga kalahok sa "site" na proyekto, isang pamamaraan ang ipinanganak, kung saan inaanyayahan kang maging pamilyar sa ibaba.

Schematic diagram at graphics:

Mga larawan ng tapos na generator: Sa proseso ng pagtatrabaho sa generator na ito, pana-panahon itong napabuti, at ang mga rating ng circuit ay pino. Kaugnay nito, ang generator ay sumailalim sa dalawang pag-upgrade. Ipakita natin ang lahat ng mga bersyon ng generator sa pagkakasunud-sunod. Ang unang bersyon, na binuo kaagad, ay nakikilala sa pamamagitan ng katotohanan na wala itong pinagmumulan ng kapangyarihan "nakasakay".

Sa panahon ng operasyon, lumabas na hindi kailangan ang gayong malaking kapasitor. Ang mga capacitor ay direktang naka-install sa generator board kasama ang isang stabilizer ng boltahe. Ang isang transpormer at isang power switch ay isinama sa isang karaniwang base.

Higit pang mga kamakailan lamang, upang mapalawak ang magagamit na hanay ng mga frequency na sakop, isa pang pag-upgrade ang ginawa, at isang karagdagang switch ay isinama sa circuit para sa mabilis na pagbabago ng kapasitor sa timing chain, na tatalakayin nang mas detalyado sa ibaba.

Bersyon 3.0. (2009) ang magagamit na hanay ng dalas ay pinalawak

Paglalarawan ng scheme: Ang TL494 microcircuit ay maaaring gumana pareho sa single-cycle mode (ito ay kung paano ito ipinapakita sa diagram sa itaas) at sa push-pull mode, nagtatrabaho sa dalawang load na halili. Sasabihin ko sa iyo sa ibaba kung paano i-convert ang circuit sa isang push-pull circuit, ngunit ngayon tingnan natin ang isang single-stroke circuit.

Ang isang solong-ikot na circuit ay pangunahing nailalarawan sa pamamagitan ng katotohanan na maaari nating baguhin ang duty cycle ng signal mula sa zero hanggang 100% (ang channel ay palaging bukas). Ang chain ng setting ng duty cycle ay matatagpuan sa 2nd leg ng microcircuit. Subukang panatilihin ang mga ipinahiwatig na halaga: 20K - trimming risistor at 12K na nililimitahan. Ang kapasitor sa pagitan ng ika-2 at ika-4 na paa ng microcircuit ay 0.1 µF.

Ang hanay ng dalas ay kinokontrol ng dalawang elemento: una, sa pamamagitan ng isang kadena ng mga resistors sa ika-6 na paa ng microcircuit, at pangalawa, sa pamamagitan ng kapasidad ng kapasitor sa ika-5 binti. Nag-install kami ng mga resistor: 330K - tuning at 2.2K pare-pareho. Susunod, tingnan ang graph na ibinigay ko sa simula. Nilimitahan namin ang mga graph nang pahalang sa mga halaga ng risistor. Kaliwa at kanan. Para sa isang capacitor sa 5th leg na may kapasidad na 1000 pF = 1 nF = 0.001 μF (itaas na tuwid na linya sa graph), ang nagreresultang frequency range ay mula 4 KHz hanggang sa limitasyon ng microcircuit (sa katotohanan ito ay 150.. 200 KHz, ngunit potensyal na hanggang sa 470 KHz, kahit na ang mga naturang frequency ay hindi nakakamit gamit ang parehong mga pamamaraan). Sa huling pag-upgrade ng generator, isang switch ang ipinakilala sa circuit, na pinapalitan ang timing capacitor sa 5th leg ng microcircuit mula sa isang nominal na halaga ng 1000 pF patungo sa isa pa na may nominal na halaga ng 100 nF = 0.1 µF, na ginagawang ito posible upang masakop ang mas mababang hanay ng dalas (ang pangalawang tuwid na linya mula sa ibaba sa graph). Ang pangalawang hanay ay ang mga sumusunod: mula 40Hz hanggang 5KHz. Bilang resulta, nakakuha kami ng generator na sumasaklaw sa saklaw mula 40Hz hanggang 200KHz.

Ngayon ng ilang mga salita tungkol sa yugto ng output na kinokontrol namin. Bilang isang susi, maaari mong gamitin ang alinman sa tatlong mga susi (field-effect transistors), depende sa kinakailangang mga parameter sa pagkarga. Narito ang mga ito: IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) at IRF840 (8A, 500V). Pareho ang bilang ng mga binti ng tatlo. Para sa mas matalas na trailing edge, gamitin ang KT6115A transistor. Ang papel ng transistor na ito ay upang mabawasan nang husto ang potensyal ng gate ng field switch sa minus. Ang isang diode at isang 1K risistor ay ginagamit upang ikonekta ang karagdagang transistor (driver) na ito. Ang 10 ohm risistor sa gate ay direktang nag-aalis ng posibleng mataas na dalas ng pag-ring. Gayundin, upang labanan ang pag-ring, inirerekumenda kong maglagay ng maliit na ferrite ring sa bolt foot ng field gun.

Kung kinakailangan, ang circuit ay maaaring i-convert sa isang push-pull isa at pump ng dalawang load na halili. Ang mga pangunahing pagkakaiba ng push-pull mode ay, una, ang pagbawas sa dalas ng output sa bawat channel ng kalahati ng kinakalkula, at pangalawa, ang signal duty cycle sa bawat channel ay isasaayos na ngayon mula 0 hanggang 50%. Upang ilipat ang circuit sa push-pull mode, kinakailangan na maglapat ng positibong kapangyarihan sa ika-8 binti ng microcircuit (tulad ng sa ika-11 binti). Kinakailangan din na ikonekta ang ika-13 na binti na may 14 at 15. Alinsunod dito, ilakip ang isang katulad na yugto ng output sa output ng ika-9 na binti, tulad ng nakikita natin sa ika-10 binti ng microcircuit.

Sa wakas, tandaan ko na ang TL494 chip ay gumagana sa isang saklaw ng power supply mula 7 hanggang 41V. Hindi ka makakapagbigay ng mas mababa sa 7 Volts - hindi ito magsisimula. Para sa mga pangunahing transistor ng ganitong uri, sapat na ang supply ng 9 volts. Mas mahusay na gumawa ng 12V, kahit na mas mahusay na 15V (ito ay magbubukas nang mas mabilis, iyon ay, ang nangungunang gilid ay magiging mas maikli). Kung hindi mo mahanap ang KT6115A, maaari mo itong palitan ng isa pa, hindi gaanong makapangyarihang transistor na KT685D (o anumang titik). Ang mga binti ng 685 transistor, kung ito ay nakaharap sa iyo, ay mula kaliwa hanggang kanan: K, B, E. Nais kong matagumpay kang mga eksperimento!

Generator sa TL494 na may adjustable frequency at duty cycle

Ang isang napaka-kapaki-pakinabang na aparato kapag nagsasagawa ng mga eksperimento at trabaho sa pag-tune ay isang generator ng dalas. Ang mga kinakailangan para dito ay maliit, kailangan mo lamang:

pagsasaayos ng dalas (panahon ng pag-uulit ng pulso)
pagsasaayos ng duty cycle (duty factor, haba ng pulso)
malawak na saklaw

Ang mga kinakailangang ito ay ganap na nasiyahan ng generator circuit batay sa kilalang at laganap na TL494 microcircuit. Ito at maraming iba pang mga bahagi para sa circuit na ito ay matatagpuan sa isang hindi kinakailangang power supply ng computer. Ang generator ay may power output at ang kakayahang magkahiwalay na kapangyarihan ang logic at power parts. Ang lohikal na bahagi ng circuit ay maaaring paganahin mula sa bahagi ng kapangyarihan, at maaari rin itong palakasin mula sa alternating boltahe (mayroong rectifier sa diagram).

Ang saklaw ng pagsasaayos ng dalas ng generator ay napakataas - mula sampu-sampung hertz hanggang 500 kHz, at sa ilang mga kaso hanggang sa 1 MHz, depende sa microcircuit; ang iba't ibang mga tagagawa ay may iba't ibang mga tunay na halaga ng maximum na dalas na maaaring "pinisil. palabas”.

Lumipat tayo sa paglalarawan ng scheme:

Pit± at Pit~ - power supply ng digital na bahagi ng circuit, na may direkta at alternating boltahe, ayon sa pagkakabanggit, 16-20 volts.
Ang Vout ay ang supply boltahe ng power unit, ito ay nasa output ng generator, mula sa 12 volts. Upang paganahin ang digital na bahagi ng circuit mula sa boltahe na ito, kinakailangan upang ikonekta ang Vout at Pit±, na isinasaalang-alang ang polarity (mula sa 16 volts).
OUT(+/D) - power output ng generator, na isinasaalang-alang ang polarity. + - power supply plus, D - field-effect transistor drain. Ang load ay konektado sa kanila.
G D S - screw block para sa pagkonekta ng isang field-effect transistor, na pinili ayon sa mga parameter depende sa iyong frequency at power requirements. Ang layout ng naka-print na circuit board ay ginawa na isinasaalang-alang ang minimum na haba ng mga conductor sa output switch at ang kanilang kinakailangang lapad.

Mga kontrol:

Ang Rt ay isang variable na risistor para sa pagkontrol sa frequency range ng generator; ang paglaban nito ay dapat piliin upang umangkop sa iyong mga partikular na pangangailangan. Ang isang online na calculator para sa pagkalkula ng dalas ng TL494 ay nakalakip sa ibaba. Mga limitasyon ng risistor R2 pinakamababang halaga paglaban ng timing risistor ng microcircuit. Maaari itong mapili para sa isang partikular na pagkakataon ng microcircuit, o maaari itong mai-install tulad ng ipinapakita sa diagram.
Ct - frequency-setting capacitor, nagre-refer, muli, sa online na calculator. Binibigyang-daan kang itakda ang hanay ng pagsasaayos upang umangkop sa iyong mga kinakailangan.
Ang Rdt ay isang variable na risistor para sa pagsasaayos ng duty cycle. Sa risistor R1 maaari mong tumpak na ayusin ang saklaw ng pagsasaayos mula 1% hanggang 99%, at sa halip na ito maaari mong ilagay muna ang isang jumper.

Ct, nF:
R2, kOhm:
Rt, kOhm:

Ang ilang mga salita tungkol sa pagpapatakbo ng circuit. Sa pamamagitan ng paglalapat ng mababang antas sa pin 13 ng microcircuit (output control), ito ay inililipat sa single-cycle mode. Ang mas mababang transistor ng microcircuit ay ikinarga sa risistor R3 upang lumikha ng isang output para sa koneksyon sa generator ng isang frequency meter (frequency meter). Ang itaas na transistor ng microcircuit ay kumokontrol sa driver sa isang pantulong na pares ng mga transistor na S8050 at S8550, na ang gawain ay kontrolin ang gate ng power output transistor. Nililimitahan ng Resistor R5 ang kasalukuyang gate; maaaring baguhin ang halaga nito. Inductor L1 at isang kapasitor na may kapasidad na 47n ay bumubuo ng isang filter upang maprotektahan ang TL494 mula sa posibleng interference na nilikha ng driver. Maaaring kailangang ayusin ang inductance ng inductor upang umangkop sa iyong frequency range. Dapat pansinin na ang mga transistor na S8050 at S8550 ay hindi pinili ng pagkakataon, dahil mayroon silang sapat na lakas at bilis, na magbibigay ng kinakailangang steepness ng mga harapan. Tulad ng nakikita mo, ang pamamaraan ay napaka-simple at, sa parehong oras, gumagana.

Ang variable na risistor Rt ay dapat gawin sa anyo ng dalawang series-connected resistors - single-turn at multi-turn, kung kailangan mo ng kinis at katumpakan ng frequency control.

Naka-print na circuit board, sumusunod sa tradisyon,

Ang lahat ng mga elektronikong inhinyero na kasangkot sa disenyo ng mga power supply device maaga o huli ay nahaharap sa problema ng kakulangan ng katumbas ng load o ang mga limitasyon sa pagganap ng mga umiiral na load, pati na rin ang kanilang mga sukat. Sa kabutihang palad, ang hitsura ng mura at malakas na field-effect transistors sa merkado ng Russia ay medyo naitama ang sitwasyon.

Ang mga amateur na disenyo ng mga electronic load batay sa field-effect transistors ay nagsimulang lumitaw, mas angkop para sa paggamit bilang electronic resistance kaysa sa kanilang mga bipolar counterparts: mas mahusay na katatagan ng temperatura, halos zero channel resistance sa bukas na estado, mababang control currents - ang pangunahing bentahe na tumutukoy sa kagustuhan para sa kanilang paggamit bilang nagre-regulate na bahagi sa mga makapangyarihang device. Bukod dito, maraming iba't ibang mga alok ang lumitaw mula sa mga tagagawa ng device, na ang mga listahan ng presyo ay puno ng iba't ibang uri ng mga modelo ng mga electronic load. Ngunit, dahil ang mga tagagawa ay nakatuon sa kanilang napakakumplikado at multifunctional na mga produkto na tinatawag na "electronic load" pangunahin sa produksyon, ang mga presyo para sa mga produktong ito ay napakataas na ang isang napakayamang tao lamang ang kayang bumili. Totoo, hindi lubos na malinaw kung bakit kailangan ng isang mayamang tao ng electronic load.

Wala akong napansin na anumang commercially manufactured EN na naglalayon sa amateur engineering sector. Nangangahulugan ito na kakailanganin mong gawin muli ang lahat. Eh... Simulan na natin.

Mga Bentahe ng Electronic Load Equivalent

Bakit, sa prinsipyo, mas gusto ang mga katumbas ng electronic load sa tradisyonal na paraan (makapangyarihang resistors, incandescent lamp, thermal heaters at iba pang device) na kadalasang ginagamit ng mga designer kapag nagse-set up ng iba't ibang power device?

Ang mga mamamayan ng portal na kasangkot sa disenyo at pagkumpuni ng mga power supply ay walang alinlangan na alam ang sagot sa tanong na ito. Sa personal, nakikita ko ang dalawang salik na sapat para magkaroon ng electronic load sa iyong "laboratory": maliliit na dimensyon, ang kakayahang kontrolin ang kapangyarihan ng pagkarga sa loob ng malalaking limitasyon gamit ang mga simpleng paraan (sa parehong paraan na kinokontrol natin ang dami ng tunog o ang output boltahe ng ang power supply - na may regular na variable na risistor at hindi sa pamamagitan ng malakas na switch contact, rheostat motor, atbp.).

Bilang karagdagan, ang "mga aksyon" ng electronic load ay madaling ma-automate, kaya ginagawang mas madali at mas sopistikado ang pagsubok ng power device gamit ang electronic load. Kasabay nito, siyempre, ang mga mata at kamay ng engineer ay napalaya, at ang trabaho ay nagiging mas produktibo. Ngunit ang mga kasiyahan ng lahat ng posibleng mga kampanilya at sipol at pagiging perpekto ay wala sa artikulong ito, at, marahil, mula sa ibang may-akda. Pansamantala, pag-usapan natin ang tungkol sa isa pang uri ng electronic load - pulsed.

Mga tampok ng pulsed na bersyon ng EN

Ang mga analog na electronic load ay tiyak na mabuti, at marami sa mga gumamit ng mga electronic load kapag nagse-set up ng mga power device ay pinahahalagahan ang mga pakinabang nito. Ang mga power supply ng pulse ay may sariling kakaiba, na ginagawang posible na suriin ang pagpapatakbo ng isang power supply sa ilalim ng pulsed load, tulad ng, halimbawa, ang pagpapatakbo ng mga digital na aparato. Ang malalakas na audio frequency amplifier ay mayroon ding katangian na epekto sa mga power supply device, at samakatuwid ito ay magandang malaman kung paano ang power supply, na idinisenyo at ginawa para sa isang partikular na amplifier, ay kikilos sa ilalim ng isang tiyak na pagkarga.

Kapag nag-diagnose ng mga power supply na inaayos, ang epekto ng paggamit ng pulsed EN ay kapansin-pansin din. Halimbawa, sa tulong ng pulsed EN, natagpuan ang isang malfunction ng isang modernong power supply ng computer. Ang idineklarang malfunction ng 850-watt power supply na ito ay ang mga sumusunod: ang computer, kapag nagtatrabaho sa power supply na ito, ay random na naka-off sa anumang oras kapag nagtatrabaho sa anumang application, anuman ang kapangyarihan na natupok sa oras ng shutdown. Kapag sinubukan para sa isang normal na pagkarga (isang bungkos ng mga malalakas na resistors ng +3V, +5V at halogen bulbs ng +12V), ang power supply na ito ay gumana nang malakas sa loob ng ilang oras, sa kabila ng katotohanan na ang load power ay 2/3 ng kanyang ipinahayag na kapangyarihan. Ang malfunction ay lumitaw kapag kumokonekta ng pulsed electric power supply sa +3V channel at ang power supply ay nagsimulang patayin sa sandaling ang ammeter needle ay umabot sa 1A mark. Sa kasong ito, ang mga alon ng pag-load sa bawat isa sa iba pang mga positibong channel ng boltahe ay hindi lalampas sa 3A. Ang supervisor board ay naging sira at pinalitan ng isang katulad (sa kabutihang palad, mayroong parehong power supply unit na may nasunog na power unit), pagkatapos nito ang power supply unit ay gumana nang normal sa maximum na kasalukuyang pinapayagan para sa pulsed. power supply instance na ginamit (10A), na siyang paksa ng paglalarawan sa artikulong ito.

Idea

Ang ideya ng paglikha ng isang pulse load ay lumitaw nang matagal na ang nakalipas at unang ipinatupad noong 2002, ngunit hindi sa kasalukuyang anyo nito at sa ibang base ng elemento at para sa bahagyang magkakaibang mga layunin, at sa oras na iyon ay walang sapat. mga insentibo at iba pang mga batayan para sa akin nang personal na bumuo ng ideyang ito. Ngayon ang mga bituin ay nakahanay nang iba at may isang bagay na nagtagpo para sa susunod na pagkakatawang-tao ng device na ito. Sa kabilang banda, ang aparato sa una ay may bahagyang naiibang layunin - pagsuri sa mga parameter ng mga transformer ng pulso at chokes. Ngunit ang isa ay hindi nakikialam sa isa pa. Siyanga pala, kung may gustong magsaliksik ng mga inductive na bahagi gamit ito o katulad na device, mangyaring: nasa ibaba ang mga archive ng mga artikulo ng mga kagalang-galang (sa larangan ng power electronics) na mga inhinyero na nakatuon sa paksang ito.

Kaya, ano ang isang "klasikal" (analog) EN sa prinsipyo? Kasalukuyang stabilizer na tumatakbo sa short circuit mode. At wala nang iba. At ang isa na, sa isang angkop ng anumang pagnanasa, ay magiging tama ay isasara ang mga terminal ng output ng charger o welding machine at sasabihin: ito ay isang elektronikong pagkarga! Ito ay hindi isang katotohanan, siyempre, na ang gayong maikling circuit ay hindi magkakaroon ng masamang kahihinatnan, kapwa para sa mga aparato at para sa mismong operator, ngunit ang parehong mga aparato ay talagang pinagmumulan ng kasalukuyang at maaaring, pagkatapos ng ilang fine-tuning, mag-claim na isang elektronikong pagkarga, tulad ng iba pang arbitraryong primitive na kasalukuyang pinagmumulan. Ang kasalukuyang sa analog EN ay depende sa boltahe sa output ng power supply na sinusuri, ang ohmic resistance ng field-effect transistor channel, na itinakda ng halaga ng boltahe sa gate nito.

Ang kasalukuyang sa isang pulsed electric power supply ay depende sa kabuuan ng mga parameter, na isasama ang lapad ng pulso, ang minimum na pagtutol ng bukas na channel ng output switch at ang mga katangian ng power supply na sinusuri (capacitance ng mga capacitor, inductance ng power supply chokes, output boltahe).
Kapag ang switch ay bukas, ang EN ay bumubuo ng isang panandaliang maikling circuit, kung saan ang mga capacitor ng nasubok na power supply unit ay pinalabas, at ang mga chokes (kung sila ay nakapaloob sa power supply unit) ay may posibilidad na mababad. Ang isang klasikong maikling circuit, gayunpaman, ay hindi nangyayari, dahil Ang lapad ng pulso ay limitado sa oras sa pamamagitan ng mga microsecond na halaga na tumutukoy sa magnitude ng discharge current ng mga power supply capacitor.
Kasabay nito, ang pagsubok sa isang pulsed power supply ay mas matindi para sa power supply na sinusuri. Ngunit ang naturang tseke ay nagpapakita ng higit pang "mga pitfalls", kabilang ang kalidad ng mga supply conductor na ibinibigay sa power supply device. Kaya, kapag ikinonekta ang isang pulsed electric power supply sa isang 12-volt power supply na may connecting copper wires na may core diameter na 0.8 mm at isang load current na 5A, ang oscillogram sa electric power supply ay nagsiwalat ng mga ripples, na isang sequence ng rectangular. pulses na may swing na hanggang 2V at matalim na spike na may amplitude na katumbas ng supply boltahe. Sa mga terminal ng power supply mismo, halos walang pulsation mula sa electric power supply. Sa EN mismo, ang mga ripple ay nabawasan sa isang minimum (mas mababa sa 50 mV) sa pamamagitan ng pagtaas ng bilang ng mga core ng bawat conductor na nagbibigay ng EN - hanggang 6. Sa bersyon na "two-core", isang minimum na ripple na maihahambing sa " six-core" na bersyon ay nakamit sa pamamagitan ng pag-install ng karagdagang electrolytic capacitor na may kapasidad na 4700 mF sa mga connection point na nagbibigay ng mga wire na may load. Kaya, kapag nagtatayo ng isang power supply, ang pulsed power supply ay maaaring maging lubhang kapaki-pakinabang.

Scheme

Ang EN ay kinokolekta sa sikat (salamat sa isang malaking bilang recycled computer power supplies) mga bahagi. Ang EN circuit ay naglalaman ng generator na may adjustable frequency at pulse width, thermal at kasalukuyang proteksyon. Ang generator ay ginawa sa PWM TL494.

Ang pagsasaayos ng dalas ay isinasagawa ng variable na risistor R1; cycle ng tungkulin - R2; thermal sensitivity - R4; kasalukuyang limitasyon - R14.
Ang output ng generator ay pinapagana ng isang tagasunod ng emitter (VT1, VT2) upang gumana sa capacitance ng gate ng field-effect transistors na 4 o higit pa.

Ang generator na bahagi ng circuit at ang buffer stage sa transistors VT1, VT2 ay maaaring paganahin mula sa isang hiwalay na pinagmumulan ng kapangyarihan na may output boltahe na +12...15V at isang kasalukuyang hanggang 2A o mula sa +12V channel ng kapangyarihan sinusuri ang supply.

Ang output ng EN (drain ng field-effect transistor) ay konektado sa "+" ng power supply na sinusuri, ang common wire ng EN ay konektado sa common wire ng power supply. Ang bawat isa sa mga gate ng field-effect transistors (sa kaso ng kanilang paggamit ng grupo) ay dapat na konektado sa output ng buffer stage na may sarili nitong risistor, leveling ang pagkakaiba sa mga parameter ng gate (capacitance, threshold boltahe) at tinitiyak ang kasabay na operasyon ng mga switch.

Ang mga litrato ay nagpapakita na ang EN board ay may isang pares ng mga LED: berde - tagapagpahiwatig ng kapangyarihan ng pag-load, pula ay nagpapahiwatig ng pagpapatakbo ng mga microcircuit error amplifier sa isang kritikal na temperatura (pare-parehong ilaw) o kapag ang kasalukuyang ay limitado (halos kapansin-pansing pagkutitap). Ang operasyon ng pulang LED ay kinokontrol ng isang susi sa KT315 transistor, ang emitter na kung saan ay konektado sa isang karaniwang wire; base (sa pamamagitan ng isang 5-15 kOhm risistor) na may pin 3 ng microcircuit; kolektor - (sa pamamagitan ng isang 1.1 kOhm risistor) na may cathode ng LED, ang anode na kung saan ay konektado sa mga pin 8, 11, 12 ng DA1 microcircuit. Ang node na ito ay hindi ipinapakita sa diagram, dahil ay hindi ganap na sapilitan.

Tungkol sa risistor R16. Kapag ang isang kasalukuyang ng 10A ay dumaan dito, ang kapangyarihan na nawala ng risistor ay magiging 5W (na may paglaban na ipinahiwatig sa diagram). Sa aktwal na disenyo, ang isang risistor na may pagtutol na 0.1 Ohm ay ginagamit (ang kinakailangang halaga ay hindi natagpuan) at ang kapangyarihan na nawala sa katawan nito sa parehong kasalukuyang ay magiging 10 W. Sa kasong ito, ang temperatura ng risistor ay mas mataas kaysa sa temperatura ng mga susi ng EN, na (kapag ginagamit ang radiator na ipinapakita sa larawan) ay hindi masyadong uminit. Samakatuwid, mas mahusay na i-install ang sensor ng temperatura sa risistor R16 (o sa agarang paligid), at hindi sa radiator na may mga EN key.

ARCHIVE:

At sa wakas, naabot namin ito. Pagkatapos mag-assemble ng maliliit na coils, nagpasya akong kumuha ng swing sa isang bagong circuit, mas seryoso at kumplikado upang i-set up at patakbuhin. Lumipat tayo mula sa salita patungo sa pagkilos. Ang kumpletong diagram ay ganito ang hitsura:

Gumagana ito sa prinsipyo ng isang self-generator. Sinipa ng breaker ang driver UCC27425 at magsisimula na ang proseso. Ang driver ay nagbibigay ng isang salpok sa GDT (Gate Drive Transformator - literal: isang transpormer na kumokontrol sa mga gate) kasama ang GDT mayroong 2 pangalawang windings na konektado sa antiphase. Tinitiyak ng koneksyon na ito ang alternating opening ng mga transistor. Sa panahon ng pagbubukas, ang transistor ay nagbobomba ng kasalukuyang sa pamamagitan ng sarili nito at ang 4.7 µF capacitor. Sa sandaling ito, ang isang paglabas ay nabuo sa likid, at ang signal ay dumadaan sa OS sa driver. Binabago ng driver ang direksyon ng kasalukuyang sa GDT at nagbabago ang mga transistor (sasara ang bukas, at magbubukas ang pangalawa). At ang prosesong ito ay paulit-ulit hangga't may signal mula sa breaker.

Ang GDT ay pinakamahusay na sugat sa isang imported na singsing - Epcos N80. Ang mga windings ay sugat sa isang ratio ng 1:1:1 o 1:2:2. Sa karaniwan, mga 7-8 na pagliko, maaari mong kalkulahin ito kung nais mo. Isaalang-alang natin ang isang RD chain sa mga gate ng power transistors. Ang chain na ito ay nagbibigay ng Dead Time. Ito ang oras kung kailan sarado ang parehong mga transistor. Iyon ay, ang isang transistor ay sarado na, at ang pangalawa ay wala pang oras upang buksan. Ang prinsipyo ay ito: ang transistor ay bubukas nang maayos sa pamamagitan ng isang risistor at mabilis na naglalabas sa pamamagitan ng isang diode. Ang oscillogram ay ganito ang hitsura:

Kung hindi ka magbibigay ng patay na oras, maaaring lumabas na ang parehong mga transistor ay bukas at pagkatapos ay isang pagsabog ng kuryente ang magaganap.

Sige lang. Ang OS (feedback) ay ginawa sa kasong ito sa anyo ng isang CT (kasalukuyang transpormer). Ang CT ay nasugatan sa isang Epcos N80 ferrite ring na may hindi bababa sa 50 pagliko. Ang ibabang dulo ng pangalawang paikot-ikot ay hinila sa singsing at pinagbabatayan. Kaya, ang mataas na kasalukuyang mula sa pangalawang paikot-ikot ay na-convert sa sapat na potensyal sa CT. Susunod, ang kasalukuyang mula sa CT ay napupunta sa kapasitor (smoothes out interference), Schottky diodes (pumasa lamang ng isang kalahating-cycle) at ang LED (kumikilos bilang isang zener diode at nakikita ang henerasyon). Para maganap ang henerasyon, dapat ding sundin ang pagbigkas ng transpormer. Kung walang henerasyon o napakahina, kailangan mo lamang i-on ang CT.

Tingnan natin ang breaker nang hiwalay. Syempre pinagpawisan ako sa breaker. Nakakolekta ako ng humigit-kumulang 5 iba't ibang mga... Ang ilan ay bumukol mula sa kasalukuyang HF, ang iba ay hindi gumagana ayon sa nararapat. Susunod na sasabihin ko sa iyo ang tungkol sa lahat ng mga breaker na ginawa ko. Malamang magsisimula ako sa pinakaunang - sa TL494. Ang scheme ay pamantayan. Posible ang independiyenteng pagsasaayos ng dalas at siklo ng tungkulin. Maaaring makabuo ang circuit sa ibaba mula 0 hanggang 800-900 Hz kung papalitan mo ang 1 uF capacitor ng 4.7 uF capacitor. Duty ratio mula 0 hanggang 50. Kung ano lang ang kailangan mo! Gayunpaman, mayroong isang PERO. Ang PWM controller na ito ay napaka-sensitibo sa RF current at iba't ibang field mula sa coil. Sa pangkalahatan, kapag nakakonekta sa coil, ang breaker ay hindi gumagana, alinman sa lahat ay nasa 0 o CW mode. Bahagyang nakatulong ang Shielding, ngunit hindi ganap na nalutas ang problema.

Ang sumusunod na breaker ay binuo gamit UC3843 very often found in IIP, especially ATX, doon ko talaga kinuha. Ang scheme ay hindi rin masama at hindi mababa TL494 sa pamamagitan ng mga parameter. Dito posible na ayusin ang dalas mula 0 hanggang 1 kHz at ang duty cycle mula 0 hanggang 100%. Nababagay din ito sa akin. Ngunit muli ang mga pickup na ito mula sa coil ay sumira sa lahat. Kahit shielding ay hindi nakatulong dito. Kinailangan kong tumanggi, kahit na naayos ko ito sa pisara...

Nagpasya akong bumalik sa oak at maaasahan, ngunit hindi gumagana 555 . Nagpasya akong magsimula sa burst interrupter. Ang kakanyahan ng isang interrupter ay ang pagkagambala nito sa sarili nito. Itinatakda ng isang microcircuit (U1) ang frequency, isa pa (2) ang tagal, at ang pangatlo (U3) ang nagtatakda ng oras ng pagpapatakbo ng unang dalawa. Magiging maayos ang lahat kung hindi ito para sa maikling tagal ng pulso sa U2. Ang breaker na ito ay idinisenyo para sa DRSSTC at maaaring gumana sa SSTC, ngunit hindi ko ito nagustuhan - ang mga discharge ay manipis, ngunit mahimulmol. Pagkatapos ay mayroong ilang mga pagtatangka upang madagdagan ang tagal, ngunit hindi sila nagtagumpay.

Mga generator circuit para sa 555

Pagkatapos ay nagpasya akong baguhin ang circuit at gumawa ng independiyenteng tagal sa kapasitor, diode at risistor. Maaaring isaalang-alang ng marami ang pamamaraang ito na walang katotohanan at hangal, ngunit gumagana ito. Ang prinsipyo ay ito: ang signal ay napupunta sa driver hanggang sa ang kapasitor ay sisingilin (sa palagay ko walang makikipagtalo dito). NE555 bumubuo ng isang senyas, dumadaan ito sa isang risistor at isang kapasitor, at kung ang paglaban ng risistor ay 0 Ohm, pagkatapos ay dumaan lamang ito sa kapasitor at ang tagal ay maximum (hangga't sapat ang kapasidad) anuman ang siklo ng tungkulin ng generator. Nililimitahan ng risistor ang oras ng pagsingil, i.e. Kung mas malaki ang paglaban, mas maikli ang pulso. Ang driver ay tumatanggap ng signal ng mas maikling tagal, ngunit ng parehong dalas. Mabilis na naglalabas ang kapasitor sa pamamagitan ng isang risistor (na pumupunta sa ground 1k) at isang diode.

Mga kalamangan at kahinaan

pros: frequency independent duty cycle adjustment, hindi mapupunta ang SSTC sa CW mode kung masunog ang breaker.

Mga minus: ang duty cycle ay hindi maaaring tumaas nang "walang hanggan", tulad ng halimbawa sa UC3843, ito ay limitado sa pamamagitan ng kapasidad ng kapasitor at ang duty cycle ng generator mismo (hindi ito maaaring mas malaki kaysa sa duty cycle ng generator). Ang kasalukuyang daloy ng maayos sa pamamagitan ng kapasitor.

Hindi ko alam kung ano ang reaksyon ng driver sa huli (smooth charging). Sa isang banda, ang driver ay maaari ring maayos na buksan ang mga transistor at sila ay mas uminit. Sa kabila UCC27425- digital microcircuit. Para dito mayroon lamang isang log. 0 at mag-log. 1. Nangangahulugan ito na hangga't ang boltahe ay nasa itaas ng threshold, gumagana ang UCC, sa sandaling bumaba ito sa pinakamababa, hindi ito gagana. Sa kasong ito, ang lahat ay gumagana bilang normal, at ang mga transistor ay ganap na nakabukas.

Lumipat tayo mula sa teorya patungo sa pagsasanay

Nag-assemble ako ng Tesla generator sa isang ATX housing. Power supply capacitor 1000 uF 400V. Diode bridge mula sa parehong ATX sa 8A 600V. Naglagay ako ng 10 W 4.7 Ohm risistor sa harap ng tulay. Tinitiyak nito ang maayos na pag-charge ng kapasitor. Upang paganahin ang driver, nag-install ako ng 220-12V transformer at isang stabilizer na may 1800 uF capacitor.

Inikot ko ang mga tulay ng diode sa radiator para sa kaginhawahan at para sa pag-alis ng init, kahit na halos hindi sila uminit.

Ang breaker ay binuo halos tulad ng isang canopy, kumuha ng isang piraso ng PCB at pinutol ang mga track gamit ang isang utility na kutsilyo.

Ang power unit ay na-assemble sa isang maliit na radiator na may fan; kalaunan ay lumabas na ang radiator na ito ay sapat na para sa paglamig. Ang driver ay naka-mount sa itaas ng power one sa pamamagitan ng isang makapal na piraso ng karton. Nasa ibaba ang isang larawan ng halos naka-assemble na disenyo ng Tesla generator, ngunit ito ay sinusubok; Sinukat ko ang temperatura ng kuryente sa iba't ibang mga mode (makikita mo ang isang ordinaryong thermometer ng silid na nakakabit sa power one sa thermoplastic).

Ang coil toroid ay binuo mula sa isang corrugated plastic pipe na may diameter na 50 mm at natatakpan ng aluminum tape. Ang pangalawang paikot-ikot mismo ay nasugatan sa isang 110 mm na tubo na may taas na 20 cm na may 0.22 mm na kawad na mga 1000 na pagliko. Ang pangunahing paikot-ikot ay naglalaman ng kasing dami ng 12 pagliko, na ginawa gamit ang isang margin upang bawasan ang kasalukuyang sa pamamagitan ng seksyon ng kapangyarihan. Ginawa ko ito sa 6 na pagliko sa simula, ang resulta ay halos pareho, ngunit sa palagay ko hindi ito nagkakahalaga ng panganib sa mga transistor para sa kapakanan ng ilang dagdag na sentimetro ng paglabas. Ang frame ng pangunahing ay isang ordinaryong palayok ng bulaklak. Sa simula pa lang ay naisip ko na hindi ito matusok kung ibalot ko ang pangalawa gamit ang tape at ang pangunahin sa ibabaw ng tape. Pero sayang, nakalusot... Syempre, nakalusot din sa kaldero, pero dito nakatulong ang tape na malutas ang problema. Sa pangkalahatan, ang natapos na disenyo ay ganito ang hitsura:

Well, ilang mga larawan na may discharge

Ngayon parang tapos na ang lahat.

Ilang tip pa: huwag subukang magsaksak kaagad ng coil sa network, hindi ito isang katotohanan na gagana ito kaagad. Patuloy na subaybayan ang temperatura ng kuryente; kung mag-overheat ito, maaari itong mag-boom. Huwag magpahangin ng masyadong mataas na dalas ng pangalawang transistor 50b60 maaaring gumana sa maximum na 150 kHz ayon sa datasheet, sa katunayan ng kaunti pa. Suriin ang mga breaker, ang buhay ng coil ay nakasalalay sa kanila. Hanapin ang maximum na frequency at duty cycle kung saan ang temperatura ng kuryente ay matatag sa mahabang panahon. Ang toroid na masyadong malaki ay maaari ring makapinsala sa power supply.

Video ng operasyon ng SSTC

P.S. Ginamit ang mga power transistor ng IRGP50B60PD1PBF. Mga file ng proyekto. Good luck, kasama kita [)eNiS!

Talakayin ang artikulong TESLA GENERATOR

Tanging ang pinakamahalagang bagay.
Supply boltahe 8-35V (tila posible hanggang 40V, ngunit hindi ko pa ito nasubukan)
Kakayahang gumana sa single-stroke at push-pull mode.

Para sa single-cycle mode, ang maximum na tagal ng pulso ay 96% (hindi bababa sa 4% dead time).
Para sa two-stroke na bersyon, ang tagal ng dead time ay hindi maaaring mas mababa sa 4%.
Sa pamamagitan ng paglalagay ng boltahe na 0...3.3V sa pin 4, maaari mong ayusin ang oras ng patay. At magsagawa ng maayos na paglulunsad.
Mayroong built-in na pinagkukunan ng boltahe na pinagkukunan ng reference na 5V at isang kasalukuyang hanggang 10mA.
Mayroong built-in na proteksyon laban sa mababang boltahe ng supply, na pinapatay sa ibaba 5.5...7V (pinaka madalas na 6.4V). Ang problema ay na sa boltahe na ito ang mga mosfets ay napupunta na sa linear mode at nasusunog...
Posibleng i-off ang microcircuit generator sa pamamagitan ng pagsasara ng Rt pin (6), ang reference voltage pin (14) o ang Ct pin (5) sa ground gamit ang isang key.

Dalas ng pagpapatakbo 1…300 kHz.

Dalawang built-in na "error" operational amplifier na may gain Ku=70..95dB. Mga Input - mga output (1); (2) at (15); (16). Ang mga output ng mga amplifier ay pinagsama ng isang OR na elemento, kaya ang isa na ang output boltahe ay mas malaki ang kumokontrol sa tagal ng pulso. Ang isa sa mga input ng comparator ay karaniwang nakatali sa boltahe ng sanggunian (14), at ang pangalawa - kung saan kinakailangan... Ang pagkaantala ng signal sa loob ng Amplifier ay 400 ns, hindi sila idinisenyo upang gumana sa loob ng isang ikot ng orasan.

Ang mga yugto ng output ng microcircuit, na may isang average na kasalukuyang ng 200 mA, mabilis na singilin ang input capacitance ng gate ng isang malakas na mosfet, ngunit hindi matiyak ang paglabas nito. sa isang makatwirang panahon. Samakatuwid, kinakailangan ang isang panlabas na driver.

Pin (5) capacitor C2 at pin (6) resistors R3; R4 - itakda ang dalas ng panloob na oscillator ng microcircuit. Sa push-pull mode ito ay nahahati sa 2.

May posibilidad ng pag-synchronize, na nag-trigger ng mga pulso ng input.

Single-cycle generator na may adjustable frequency at duty cycle
Single-cycle generator na may adjustable frequency at duty cycle (ratio ng tagal ng pulso sa tagal ng pag-pause). Na may solong transistor output driver. Ang mode na ito ay ipinatupad sa pamamagitan ng pagkonekta sa pin 13 sa isang karaniwang power bus.

Scheme (1)

Dahil ang microcircuit ay may dalawang yugto ng output, na sa kasong ito ay nagpapatakbo sa phase, maaari silang konektado sa parallel upang madagdagan ang kasalukuyang output... O hindi kasama... (sa berde sa diagram) Gayundin, ang risistor R7 ay hindi palaging naka-install.

Sa pamamagitan ng pagsukat ng boltahe sa risistor R10 gamit ang isang op-amp, maaari mong limitahan ang kasalukuyang output. Ang pangalawang input ay ibinibigay na may reference na boltahe ng divider R5; R6. Well, tingnan mo, ang R10 ay uminit.

Kadena C6; Ang R11, sa (3) leg, ay inilalagay para sa higit na katatagan, hinihiling ito ng datasheet, ngunit gumagana ito nang wala ito. Ang transistor ay maaari ding gamitin bilang isang istraktura ng NPN.

Scheme (2)

Scheme (3)

Single-cycle generator na may adjustable frequency at duty cycle. Na may dalawang transistor output driver (commplementary repeater).
Ano ang masasabi ko? Ang hugis ng signal ay mas mahusay, lumilipas na mga proseso sa paglipat sandali ay nababawasan, load kapasidad ay mas mataas, at init pagkawala ay mas mababa. Kahit na ito ay maaaring isang subjective na opinyon. Pero. Ngayon ay gumagamit lamang ako ng dalawang transistor driver. Oo, nililimitahan ng risistor sa circuit ng gate ang bilis ng paglipat ng mga transient.

Scheme (4)

At dito mayroon kaming circuit ng isang tipikal na boost (boost) adjustable single-ended converter, na may regulasyon ng boltahe at kasalukuyang limitasyon.

Gumagana ang circuit, binuo ko ito sa ilang mga bersyon. Ang output boltahe ay depende sa bilang ng mga liko ng likaw L1, at sa paglaban ng resistors R7; R10; R11, na pinipili habang nagse-setup... Ang reel mismo ay maaaring masugatan sa kahit ano. Sukat - depende sa kapangyarihan. Ring, Sh-core, kahit sa baras lang. Ngunit hindi ito dapat maging puspos. Samakatuwid, kung ang singsing ay gawa sa ferrite, pagkatapos ay kailangan itong i-cut at nakadikit sa isang puwang. Ang mga malalaking singsing mula sa mga power supply ng computer ay gagana nang maayos; hindi na kailangang putulin ang mga ito, sila ay gawa sa "pulverized na bakal"; ang puwang ay naibigay na. Kung ang core ay hugis-W, hindi kami nag-i-install ng magnetic gap; mayroon silang maikling medium core - mayroon na itong puwang. Sa madaling salita, pinapaikot namin ito ng makapal na tanso o mounting wire (0.5-1.0 mm depende sa kapangyarihan) at ang bilang ng mga pagliko ay 10 o higit pa (depende sa kung anong boltahe ang gusto nating makuha). Ikinonekta namin ang pagkarga sa nakaplanong boltahe ng mababang kapangyarihan. Ikinonekta namin ang aming paglikha sa baterya sa pamamagitan ng isang malakas na lampara. Kung ang lampara ay hindi umiilaw sa buong intensity, kumuha ng voltmeter at isang oscilloscope...

Pinipili namin ang mga resistors R7; R10; R11 at ang bilang ng mga pagliko ng coil L1, na nakakamit ang nilalayong boltahe sa pagkarga.

Choke Dr1 - 5...10 na pagliko gamit ang makapal na wire sa anumang core. Nakakita pa ako ng mga opsyon kung saan ang L1 at Dr1 ay nasugatan sa parehong core. Hindi ko pa nasusuri ang sarili ko.

Scheme (5)

Ito rin ay isang tunay na boost converter circuit na maaaring magamit, halimbawa, upang singilin ang isang laptop mula sa isang baterya ng kotse. Ang comparator sa mga input (15); (16) ay sinusubaybayan ang boltahe ng "donor" na baterya at pinapatay ang converter kapag ang boltahe dito ay bumaba sa ilalim ng napiling threshold.

Chain C8; R12; Ang VD2 - ang tinatawag na Snubber, ay idinisenyo upang sugpuin ang mga inductive emissions. Ang isang mababang boltahe na MOSFET ay nakakatipid, halimbawa ang IRF3205 ay maaaring makatiis, kung hindi ako nagkakamali, (drain - source) hanggang 50V. Gayunpaman, lubos nitong binabawasan ang kahusayan. Parehong ang diode at ang risistor ay medyo mainit. Pinatataas nito ang pagiging maaasahan. Sa ilang mga mode (circuits), kung wala ito, ang isang malakas na transistor ay agad na nasusunog. Ngunit kung minsan ito ay gumagana nang wala ang lahat ng ito... Kailangan mong tingnan ang oscilloscope...

Scheme (6)

Push-pull master generator.
Iba't ibang mga pagpipilian sa disenyo at pagsasaayos.
Sa unang sulyap, ang malaking iba't ibang mga switching circuit ay bumaba sa isang mas katamtamang bilang ng mga aktwal na gumagana... Ang unang bagay na karaniwan kong ginagawa kapag nakakita ako ng isang "tuso" na circuit ay muling iguhit ito sa pamantayan na pamilyar sa akin. Dati ito ay tinatawag na GOST. Sa ngayon ay hindi malinaw kung paano gumuhit, na nagpapahirap sa pag-unawa. At nagtatago ng mga pagkakamali. Sa tingin ko, ito ay madalas na ginagawa nang kusa.
Master oscillator para sa kalahating tulay o tulay. Ito ang pinakasimpleng generator. Ang tagal at dalas ng pulso ay manu-manong inaayos. Maaari mo ring ayusin ang tagal gamit ang isang optocoupler sa (3) binti, ngunit ang pagsasaayos ay napakatalim. Ginamit ko ito upang matakpan ang pagpapatakbo ng microcircuit. Ang ilang mga "luminaries" ay nagsasabi na imposibleng makontrol gamit ang (3) pin, ang microcircuit ay masunog, ngunit ang aking karanasan ay nagpapatunay sa pag-andar ng solusyon na ito. Sa pamamagitan ng paraan, ito ay matagumpay na ginamit sa isang welding inverter.

Scheme (10)

Mga halimbawa ng pagpapatupad ng kasalukuyang at regulasyon ng boltahe (pagpapanatag). Nagustuhan ko ang ginawa ko sa larawan No. 12 sa aking sarili. Marahil ay hindi mo kailangang mag-install ng mga asul na capacitor, ngunit mas mahusay na magkaroon ng mga ito.

Scheme (11)

Dragons" Lord (2005)

Gawain: Bumuo ng isang madaling gamitin, pinakamaraming maraming nalalaman na rectangular pulse generator. Ang isang kinakailangan ay upang matiyak na ang nangunguna at sumusunod na mga gilid ng signal ay matarik hangga't maaari. Ito rin ay kanais-nais na masakop ang pinakamalawak na posibleng hanay ng mga frequency at duty cycle. Ayon sa gawain, sa pamamagitan ng mga karaniwang pagsisikap ng mga kalahok sa "site" na proyekto, isang pamamaraan ang ipinanganak, kung saan inaanyayahan kang maging pamilyar sa ibaba.

Schematic diagram at graphics:

Bersyon 3.0. (2009) ang magagamit na hanay ng dalas ay pinalawak

Pangkalahatang Paglalarawan at Paggamit

TL 494 at ang mga kasunod na bersyon nito ay ang pinakakaraniwang ginagamit na microcircuit para sa pagbuo ng mga push-pull power converter.

TL494 (orihinal na pag-unlad ng Texas Instruments) - PWM voltage converter IC na may mga single-ended na output (TL 494 IN - package DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
K1006EU4 - domestic analogue ng TL494
TL594 - analogue ng TL494 na may pinahusay na katumpakan ng mga error amplifier at comparator
TL598 - analogue ng TL594 na may isang push-pull (pnp-npn) repeater sa output

Ang materyal na ito ay isang generalization sa paksa ng orihinal na teknikal na dokumento Mga Instrumentong Texas, mga publikasyong International Rectifier ("Power semiconductor devices International Rectifier", Voronezh, 1999) at Motorola.

Mga kalamangan at kawalan ng microcircuit na ito:

Dagdag pa: Mga binuo na control circuit, dalawang differential amplifier (maaari ding magsagawa ng mga lohikal na function)
Kahinaan: Ang mga single-phase na output ay nangangailangan ng karagdagang pag-mount (kumpara sa UC3825)
Minus: Hindi available ang kasalukuyang kontrol, medyo mabagal na feedback loop (hindi kritikal sa automotive PN)
Kahinaan: Ang magkasabay na koneksyon ng dalawa o higit pang mga IC ay hindi kasing ginhawa ng sa UC3825

1. Mga tampok ng TL494 chips

Mga circuit ng proteksyon ng ION at undervoltage. Ang circuit ay lumiliko kapag ang kapangyarihan ay umabot sa threshold na 5.5..7.0 V (karaniwang halaga 6.4V). Hanggang sa sandaling ito, ipinagbabawal ng mga internal control bus ang pagpapatakbo ng generator at ang lohikal na bahagi ng circuit. Ang walang-load na kasalukuyang sa supply boltahe +15V (output transistors ay hindi pinagana) ay hindi hihigit sa 10 mA. Ang ION +5V (+4.75..+5.25 V, ang pag-stabilize ng output na hindi mas malala kaysa +/- 25mV) ay nagbibigay ng dumadaloy na kasalukuyang hanggang 10 mA. Ang ION ay maaari lamang palakasin gamit ang isang NPN emitter follower (tingnan ang TI pp. 19-20), ngunit ang boltahe sa output ng naturang "stabilizer" ay lubos na magdedepende sa kasalukuyang load.

Generator bumubuo ng boltahe ng sawtooth na 0..+3.0V (ang amplitude ay itinakda ng ION) sa timing capacitor Ct (pin 5) para sa TL494 Texas Instruments at 0...+2.8V para sa TL494 Motorola (ano ang magagawa natin asahan mula sa iba?), ayon sa pagkakabanggit, para sa TI F =1.0/(RtCt), para sa Motorola F=1.1/(RtCt).

Ang mga operating frequency mula 1 hanggang 300 kHz ay katanggap-tanggap, na may inirerekomendang hanay na Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Sa kasong ito, ang tipikal na temperatura drift ng frequency ay (natural, nang hindi isinasaalang-alang ang drift ng mga nakalakip na bahagi) +/-3%, at ang frequency drift depende sa supply boltahe ay nasa loob ng 0.1% sa buong pinapayagang saklaw.

Upang i-off ang generator nang malayuan, maaari kang gumamit ng external na key para i-short-circuit ang input Rt (6) sa output ng ION, o short-circuit Ct sa ground. Siyempre, ang paglaban sa pagtagas ng bukas na switch ay dapat isaalang-alang kapag pumipili ng Rt, Ct.

Rest phase control input (duty cycle) sa pamamagitan ng rest phase comparator, nagtatakda ng kinakailangang minimum na pag-pause sa pagitan ng mga pulso sa mga braso ng circuit. Ito ay kinakailangan kapwa upang maiwasan ang kasalukuyang sa mga yugto ng kapangyarihan sa labas ng IC, at para sa matatag na operasyon ng trigger - ang oras ng paglipat ng digital na bahagi ng TL494 ay 200 ns. Ang output signal ay pinagana kapag ang saw ay lumampas sa boltahe sa control input 4 (DT) ng Ct. Sa mga frequency ng orasan na hanggang 150 kHz na may zero control voltage, ang resting phase = 3% ng period (katumbas na bias ng control signal na 100..120 mV), sa mataas na frequency ang built-in correction ay nagpapalawak ng resting phase sa 200. .300 ns.

Gamit ang DT input circuit, maaari kang magtakda ng fixed rest phase (R-R divider), soft start mode (R-C), remote shutdown (key), at gumamit din ng DT bilang linear control input. Ang input circuit ay binuo gamit ang PNP transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 μA) ay dumadaloy palabas ng IC sa halip na papunta dito. Ang kasalukuyang ay medyo malaki, kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Tingnan ang TI, pahina 23 para sa isang halimbawa ng surge protection gamit ang TL430 (431) 3-lead zener diode.

Mga Error Amplifier- sa katunayan, ang mga operational amplifier na may Ku = 70..95 dB sa pare-parehong boltahe (60 dB para sa maagang serye), Ku = 1 sa 350 kHz. Ang mga input circuit ay binuo gamit ang PNP transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 μA) ay dumadaloy palabas ng IC sa halip na papunta dito. Ang kasalukuyang ay medyo malaki para sa op-amp, ang bias boltahe ay mataas din (hanggang sa 10 mV), kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol sa mga control circuit (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Pero salamat sa paggamit ng PNP inputs, ang range mga boltahe ng input- mula -0.3V hanggang Vsupply-2V.

Ang mga output ng dalawang amplifier ay pinagsama ng diode OR. Ang amplifier na ang output boltahe ay mas malaki ang humarang sa kontrol ng logic. Sa kasong ito, ang output signal ay hindi magagamit nang hiwalay, ngunit mula lamang sa output ng diode OR (din ang input ng error comparator). Kaya, isang amplifier lamang ang maaaring i-loop sa line mode. Isinasara ng amplifier na ito ang pangunahing, linear na feedback loop sa boltahe ng output. Sa kasong ito, ang pangalawang amplifier ay maaaring gamitin bilang isang comparator - halimbawa, kapag ang output kasalukuyang ay lumampas, o bilang isang susi para sa isang lohikal na signal ng alarma (overheating, short circuit, atbp.), remote shutdown, atbp. Isa sa ang mga input ng comparator ay nakatali sa ION, at ang isang lohikal na signal ay nakaayos sa pangalawang O mga signal ng alarma (mas mabuti - lohikal AT normal na mga signal ng estado).

Kapag gumagamit ng isang RC frequency-dependent na OS, dapat mong tandaan na ang output ng mga amplifier ay talagang single-ended (series diode!), kaya sisingilin nito ang capacitance (pataas) at magtatagal upang ma-discharge pababa. Ang boltahe sa output na ito ay nasa loob ng 0..+3.5V (medyo higit pa kaysa sa generator swing), pagkatapos ay bumaba nang husto ang koepisyent ng boltahe at sa humigit-kumulang 4.5V sa output ang mga amplifier ay puspos. Gayundin, ang mga resistor na may mababang resistensya sa circuit ng output ng amplifier (feedback loop) ay dapat na iwasan.

Ang mga amplifier ay hindi idinisenyo upang gumana sa loob ng isang ikot ng orasan ng dalas ng pagpapatakbo. Sa pagkaantala ng pagpapalaganap ng signal sa loob ng amplifier na 400 ns, masyadong mabagal ang mga ito para dito, at hindi ito pinapayagan ng trigger control logic (lalabas ang mga side pulse sa output). Sa totoong PN circuits, ang cutoff frequency ng OS circuit ay pinili sa pagkakasunud-sunod ng 200-10000 Hz.

Trigger at output control logic- Sa supply boltahe ng hindi bababa sa 7V, kung ang saw boltahe sa generator ay mas malaki kaysa sa DT control input, at kung ang saw boltahe ay mas malaki kaysa sa alinman sa mga error amplifier (isinasaalang-alang ang mga built-in na threshold at offset) - pinapayagan ang output ng circuit. Kapag ang generator ay na-reset mula sa maximum hanggang zero, ang mga output ay naka-off. Hinahati ng trigger na may paraphase output ang dalas sa kalahati. Sa lohikal na 0 sa input 13 (output mode), ang mga trigger phase ay pinagsama ng OR at ibinibigay nang sabay-sabay sa parehong mga output; na may lohikal na 1, ang mga ito ay ibinibigay sa phase sa bawat output nang hiwalay.

Mga output transistor- npn Darlingtons na may built-in na thermal protection (ngunit walang kasalukuyang proteksyon). Kaya, ang pinakamababang pagbaba ng boltahe sa pagitan ng kolektor (karaniwang sarado sa positibong bus) at ng emitter (sa load) ay 1.5 V (karaniwang sa 200 mA), at sa isang circuit na may karaniwang emitter ito ay medyo mas mahusay, 1.1 V tipikal. Ang maximum na kasalukuyang output (na may isang bukas na transistor) ay limitado sa 500 mA, ang maximum na kapangyarihan para sa buong chip ay 1 W.

2. Mga tampok ng aplikasyon

Magtrabaho sa gate ng isang MIS transistor. Mga repeater ng output

Kapag nagpapatakbo sa isang capacitive load, na kung saan ay conventionally ang gate ng isang MIS transistor, ang TL494 output transistors ay inililipat sa pamamagitan ng isang tagasunod ng emitter. Kapag ang average na kasalukuyang ay limitado sa 200 mA, ang circuit ay magagawang mabilis na singilin ang gate, ngunit imposibleng i-discharge ito nang naka-off ang transistor. Ang pagdiskarga sa gate gamit ang isang grounded risistor ay hindi rin kasiya-siyang mabagal. Pagkatapos ng lahat, ang boltahe sa kabila ng kapasidad ng gate ay bumaba nang malaki, at upang i-off ang transistor, ang gate ay dapat na ma-discharge mula sa 10V hanggang sa hindi hihigit sa 3V. Ang kasalukuyang naglalabas sa pamamagitan ng risistor ay palaging mas mababa kaysa sa kasalukuyang singil sa pamamagitan ng transistor (at ang risistor ay magpapainit ng kaunti, at nakawin ang kasalukuyang switch kapag umaangat).

Pagpipilian A. Discharge circuit sa pamamagitan ng panlabas na pnp transistor (hiniram mula sa website ng Shikhman - tingnan ang "Jensen amplifier power supply"). Kapag nagcha-charge sa gate, ang kasalukuyang dumadaloy sa diode ay pinapatay ang panlabas na transistor ng PNP; kapag ang output ng IC ay naka-off, ang diode ay naka-off, ang transistor ay bubukas at naglalabas ng gate sa lupa. Minus - ito ay gumagana lamang sa maliit na load capacitances (limitado ng kasalukuyang reserba ng IC output transistor).

Kapag ginagamit ang TL598 (na may push-pull output), ang function ng lower bit side ay naka-hardwired na sa chip. Ang Opsyon A ay hindi praktikal sa kasong ito.

Pagpipilian B. Independiyenteng komplementaryong repeater. Dahil ang pangunahing kasalukuyang pagkarga ay pinangangasiwaan ng isang panlabas na transistor, ang kapasidad (kasalukuyang singil) ng pagkarga ay halos walang limitasyon. Transistors at diodes - anumang HF na may mababang saturation boltahe at Ck, at sapat na kasalukuyang reserba (1A bawat pulso o higit pa). Halimbawa, KT644+646, KT972+973. Ang "lupa" ng repeater ay dapat na soldered nang direkta sa tabi ng pinagmulan ng switch ng kuryente. Ang mga collectors ng repeater transistors ay dapat na ma-bypass na may ceramic capacitance (hindi ipinapakita sa diagram).

Aling circuit ang pipiliin pangunahin sa likas na katangian ng load (gate capacitance o switching charge), dalas ng pagpapatakbo, at mga kinakailangan sa oras para sa mga gilid ng pulso. At sila (ang mga harapan) ay dapat na mas mabilis hangga't maaari, dahil ito ay sa panahon ng mga lumilipas na proseso sa switch ng MIS na ang karamihan sa mga pagkawala ng init ay nawawala. Inirerekomenda kong bumaling sa mga publikasyon sa koleksyon ng International Rectifier para sa kumpletong pagsusuri ng problema, ngunit lilimitahan ko ang aking sarili sa isang halimbawa.

Ang isang malakas na transistor - IRFI1010N - ay may reference na kabuuang singil sa gate Qg = 130 nC. Ito ay hindi maliit na gawa, dahil ang transistor ay may napakalaking lugar ng channel upang matiyak ang napakababang paglaban ng channel (12 mOhm). Ito ang mga susi na kinakailangan sa mga 12V converter, kung saan binibilang ang bawat milliohm. Upang matiyak na ang channel ay bubukas, ang gate ay dapat bigyan ng Vg=+6V na may kaugnayan sa lupa, habang ang kabuuang singil sa gate ay Qg(Vg)=60nC. Upang mapagkakatiwalaang i-discharge ang isang gate na naka-charge sa 10V, kinakailangan upang matunaw ang Qg(Vg)=90nC.

2. Pagpapatupad ng kasalukuyang proteksyon, soft start, limitasyon ng duty cycle

Bilang isang patakaran, ang isang serye ng risistor sa circuit ng pagkarga ay hinihiling na kumilos bilang isang kasalukuyang sensor. Ngunit ito ay magnanakaw ng mahalagang mga boltahe at watts sa output ng converter, at susubaybayan lamang ang mga circuit ng pagkarga, at hindi makakakita ng mga maikling circuit sa mga pangunahing circuit. Ang solusyon ay isang inductive current sensor sa pangunahing circuit.

Ang sensor mismo (kasalukuyang transpormer) ay isang miniature toroidal coil (ang panloob na diameter nito ay dapat, bilang karagdagan sa sensor winding, malayang pumasa sa wire ng pangunahing winding ng pangunahing power transpormer). Ipinapasa namin ang wire ng pangunahing paikot-ikot ng transpormer sa pamamagitan ng torus (ngunit hindi ang "lupa" wire ng pinagmulan!). Itinakda namin ang pare-parehong oras ng pagtaas ng detektor sa mga 3-10 na panahon ng dalas ng orasan, ang oras ng pagkabulok sa 10 beses na higit pa, batay sa kasalukuyang tugon ng optocoupler (mga 2-10 mA na may pagbaba ng boltahe na 1.2-1.6 V).

Sa kanang bahagi ng diagram mayroong dalawang tipikal na solusyon para sa TL494. Ang Rdt1-Rdt2 divider ay nagtatakda ng maximum na duty cycle (minimum rest phase). Halimbawa, sa Rdt1=4.7kOhm, Rdt2=47kOhm sa output 4 ang pare-parehong boltahe ay Udt=450mV, na tumutugma sa isang yugto ng pahinga na 18..22% (depende sa serye ng IC at dalas ng pagpapatakbo).

Kapag naka-on ang power, idi-discharge ang Css at ang potensyal sa DT input ay katumbas ng Vref (+5V). Sinisingil ang Css sa pamamagitan ng Rss (aka Rdt2), na maayos na binababa ang potensyal na DT sa mas mababang limitasyon na nililimitahan ng divider. Ito ay isang "soft start". Sa Css = 47 μF at ang mga ipinahiwatig na resistors, ang mga output ng circuit ay nagbubukas ng 0.1 s pagkatapos i-on, at umabot sa operating duty cycle sa loob ng isa pang 0.3-0.5 s.

Sa circuit, bilang karagdagan sa Rdt1, Rdt2, Css, mayroong dalawang paglabas - ang kasalukuyang pagtagas ng optocoupler (hindi mas mataas kaysa sa 10 μA sa mataas na temperatura, mga 0.1-1 μA sa temperatura ng silid) at ang base kasalukuyang ng IC input transistor na dumadaloy mula sa DT input. Upang matiyak na ang mga alon na ito ay hindi makabuluhang nakakaapekto sa katumpakan ng divider, ang Rdt2=Rss ay pinili nang hindi mas mataas sa 5 kOhm, Rdt1 - hindi mas mataas sa 100 kOhm.

Siyempre, ang pagpili ng isang optocoupler at isang DT circuit para sa kontrol ay hindi mahalaga. Posible rin na gumamit ng isang error amplifier sa comparator mode, at upang harangan ang kapasidad o risistor ng generator (halimbawa, na may parehong optocoupler) - ngunit ito ay isang shutdown lamang, hindi isang makinis na limitasyon.

Ang pulse generator ay ginagamit para sa pananaliksik sa laboratoryo sa pagbuo at pagsasaayos ng mga elektronikong aparato. Ang generator ay nagpapatakbo sa isang hanay ng boltahe mula 7 hanggang 41 volts at may mataas na kapasidad ng pagkarga depende sa output transistor. Ang amplitude ng output pulses ay maaaring katumbas ng halaga ng supply boltahe ng microcircuit, hanggang sa limitasyon ng halaga ng supply boltahe ng microcircuit na ito +41 V. Ang batayan nito ay kilala sa lahat at kadalasang ginagamit sa.

Mga analogue TL494 ay microcircuits KA7500 at ang domestic clone nito - KR1114EU4 .

Mga halaga ng limitasyon ng parameter:

Supply boltahe 41V
Boltahe ng input ng amplifier (Vcc+0.3)V
Boltahe ng output ng kolektor 41V
Kasalukuyang output ng kolektor 250mA
Kabuuang pagkawala ng kuryente sa tuloy-tuloy na mode 1W
Saklaw ng operating ambient temperature:
-c panlapi L -25..85С
-may panlapi na С.0..70С
Saklaw ng temperatura ng storage -65…+150С

Schematic diagram ng device

Square pulse generator circuit

Generator printed circuit board TL494 at iba pang mga file ay nasa isang hiwalay na isa.

Ang pagsasaayos ng dalas ay isinasagawa sa pamamagitan ng switch S2 (halos) at risistor RV1 (smoothly), ang duty cycle ay inaayos ng risistor RV2. Binago ng Switch SA1 ang mga mode ng pagpapatakbo ng generator mula sa in-phase (single-cycle) patungo sa anti-phase (two-cycle). Pinipili ng Resistor R3 ang pinakamainam na saklaw ng dalas upang masakop; ang saklaw ng pagsasaayos ng duty cycle ay maaaring mapili gamit ang mga resistor R1, R2.

Mga bahagi ng generator ng pulso

Ang mga capacitor C1-C4 ng timing circuit ay pinili para sa kinakailangang hanay ng frequency at ang kanilang kapasidad ay maaaring mula sa 10 microfarads para sa infra-low subrange hanggang 1000 picofarads para sa pinakamataas na frequency.

Sa isang average na kasalukuyang limitasyon ng 200 mA, ang circuit ay maaaring singilin ang gate medyo mabilis, ngunit
Imposibleng i-discharge ito nang naka-off ang transistor. Ang pagdiskarga sa gate gamit ang isang grounded risistor ay hindi rin kasiya-siyang mabagal. Para sa mga layuning ito, ginagamit ang isang independiyenteng komplementaryong repeater.

Basahin: "Paano ito gawin mula sa isang computer."

Pinipili ang mga transistor sa anumang HF na may mababang boltahe ng saturation at sapat na kasalukuyang reserba. Halimbawa KT972+973. Kung walang pangangailangan para sa malakas na mga output, ang komplementaryong repeater ay maaaring alisin. Sa kawalan ng pangalawang risistor ng konstruksiyon na 20 kOm, ginamit ang dalawang pare-parehong resistor ng 10 kOm, na nagbibigay ng isang duty cycle sa loob ng 50%. Ang may-akda ng proyekto ay si Alexander Terentyev.

Pangkalahatang Paglalarawan at Paggamit

TL 494 at ang mga kasunod na bersyon nito ay ang pinakakaraniwang ginagamit na microcircuit para sa pagbuo ng mga push-pull power converter.

TL494 (orihinal na pag-unlad ng Texas Instruments) - PWM voltage converter IC na may mga single-ended na output (TL 494 IN - package DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
K1006EU4 - domestic analogue ng TL494
TL594 - analogue ng TL494 na may pinahusay na katumpakan ng mga error amplifier at comparator
TL598 - analogue ng TL594 na may isang push-pull (pnp-npn) repeater sa output

Mga kalamangan at kawalan ng microcircuit na ito:

Dagdag pa: Mga binuo na control circuit, dalawang differential amplifier (maaari ding magsagawa ng mga lohikal na function)
Kahinaan: Ang mga single-phase na output ay nangangailangan ng karagdagang pag-mount (kumpara sa UC3825)
Minus: Hindi available ang kasalukuyang kontrol, medyo mabagal na feedback loop (hindi kritikal sa automotive PN)
Kahinaan: Ang magkasabay na koneksyon ng dalawa o higit pang mga IC ay hindi kasing ginhawa ng sa UC3825

1. Mga tampok ng TL494 chips

Mga Error Amplifier- sa katunayan, ang mga operational amplifier na may Ku = 70..95 dB sa pare-parehong boltahe (60 dB para sa maagang serye), Ku = 1 sa 350 kHz. Ang mga input circuit ay binuo gamit ang PNP transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 μA) ay dumadaloy palabas ng IC sa halip na papunta dito. Ang kasalukuyang ay medyo malaki para sa op-amp, ang bias boltahe ay mataas din (hanggang sa 10 mV), kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol sa mga control circuit (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Ngunit salamat sa paggamit ng pnp inputs, ang input voltage range ay mula -0.3V hanggang Vsupply-2V.

Ang mga output ng dalawang amplifier ay pinagsama ng diode OR. Ang amplifier na ang output boltahe ay mas mataas ang kumukontrol sa lohika. Sa kasong ito, ang output signal ay hindi magagamit nang hiwalay, ngunit mula lamang sa output ng diode OR (din ang input ng error comparator). Kaya, isang amplifier lamang ang maaaring i-loop sa line mode. Isinasara ng amplifier na ito ang pangunahing, linear na feedback loop sa boltahe ng output. Sa kasong ito, ang pangalawang amplifier ay maaaring gamitin bilang isang comparator - halimbawa, kapag ang output kasalukuyang ay lumampas, o bilang isang susi para sa isang lohikal na signal ng alarma (overheating, short circuit, atbp.), remote shutdown, atbp. Isa sa ang mga input ng comparator ay nakatali sa ION, at ang isang lohikal na signal ay nakaayos sa pangalawang O mga signal ng alarma (mas mabuti - lohikal AT normal na mga signal ng estado).

2. Mga tampok ng aplikasyon

Magtrabaho sa gate ng isang MIS transistor. Mga repeater ng output

Kapag ginagamit ang TL598 (na may push-pull output), ang function ng lower bit side ay naka-hardwired na sa chip. Ang Opsyon A ay hindi praktikal sa kasong ito.

2. Pagpapatupad ng kasalukuyang proteksyon, soft start, limitasyon ng duty cycle

Sa circuit, bilang karagdagan sa Rdt1, Rdt2, Css, mayroong dalawang pagtagas - ang kasalukuyang pagtagas ng optocoupler (hindi mas mataas sa 10 μA sa mataas na temperatura, mga 0.1-1 µA sa temperatura ng kuwarto) at ang base current ng IC input transistor na dumadaloy mula sa DT input. Upang matiyak na ang mga alon na ito ay hindi makabuluhang nakakaapekto sa katumpakan ng divider, ang Rdt2=Rss ay pinili nang hindi mas mataas sa 5 kOhm, Rdt1 - hindi mas mataas sa 100 kOhm.

KONTROL NG POWER SWITCHES NG PULSE POWER SUPPLY
MAY TL494

ANG ARTIKULO AY INIHANDA BATAY SA AKLAT NI A. V. GOLOVKOV at V. B LYUBITSKY "POWER SUPPLY FOR SYSTEM MODULE NG IBM PC-XT/AT TYPE" NG PUBLISHING HOUSE "LAD&N"

CONTROL IC TL494

Sa modernong mga UPS, ang mga dalubhasang integrated circuit (ICs) ay karaniwang ginagamit upang makabuo ng control boltahe para sa paglipat ng mga transistor ng kapangyarihan ng converter.
Ang perpektong control IC upang matiyak ang normal na operasyon ng isang UPS sa PWM mode ay dapat matugunan ang karamihan sa mga sumusunod na kondisyon:
operating boltahe hindi mas mataas kaysa sa 40V;
ang pagkakaroon ng isang mataas na matatag na thermally stabilized reference boltahe source;
pagkakaroon ng isang sawtooth boltahe generator
pagbibigay ng kakayahang i-synchronize ang isang programmable soft start sa isang panlabas na signal;
ang pagkakaroon ng mismatch signal amplifier na may mataas na common-mode na boltahe;
pagkakaroon ng isang PWM comparator;
pagkakaroon ng isang trigger na kinokontrol ng pulso;
ang pagkakaroon ng isang dalawang-channel na pre-terminal cascade na may proteksyon ng short-circuit;
pagkakaroon ng double pulse suppression logic;
pagkakaroon ng mga paraan para sa pagwawasto ng simetrya ng mga boltahe ng output;
ang pagkakaroon ng kasalukuyang limitasyon sa isang malawak na hanay ng mga karaniwang-mode na boltahe, pati na rin ang kasalukuyang limitasyon sa bawat panahon na may shutdown sa emergency mode;
pagkakaroon ng awtomatikong kontrol na may direktang paghahatid;
pagtiyak ng shutdown kapag bumaba ang supply boltahe;
pagbibigay ng proteksyon ng surge;
pagtiyak ng pagiging tugma sa lohika ng TTL/CMOS;
pagbibigay ng remote switching on at off.

Figure 11. TL494 control chip at ang pinout nito.

Sa karamihan ng mga kaso, ang isang TL494CN type microcircuit na ginawa ng TEXAS INSTRUMENT (USA) ay ginagamit bilang control circuit para sa klase ng switching power supply na isinasaalang-alang (Fig. 11). Ipinapatupad nito ang karamihan sa mga function na nakalista sa itaas at ginawa ng ilang dayuhang kumpanya sa ilalim ng iba't ibang pangalan. Halimbawa, ang kumpanya ng SHARP (Japan) ay gumagawa ng IR3M02 microcircuit, ang kumpanya ng FAIRCHILD (USA) - UA494, ang kumpanya ng SAMSUNG (Korea) - KA7500, ang kumpanya ng FUJITSU (Japan) - MB3759, atbp. Ang lahat ng mga microcircuit na ito ay kumpletong mga analogue ng domestic KR1114EU4 microcircuit. Isaalang-alang natin nang detalyado ang disenyo at pagpapatakbo ng control chip na ito. Ito ay espesyal na idinisenyo upang kontrolin ang bahagi ng kapangyarihan ng UPS at naglalaman ng (Fig. 12):

Figure 12. Functional na diagram ng TL494 IC

Ramp boltahe generator DA6; ang dalas ng GPG ay tinutukoy ng mga halaga ng risistor at kapasitor na konektado sa ika-5 at ika-6 na pin, at sa klase ng power supply na isinasaalang-alang ay pinili na humigit-kumulang 60 kHz;
nagpapatatag reference boltahe source DA5 (Uref=+5,OB) na may panlabas na output (pin 14);
kumpare" patay na sona"DA1;
comparator PWM DA2;
boltahe error amplifier DA3;
error amplifier para sa kasalukuyang limitasyon ng signal DA4;
dalawang output transistors VT1 at VT2 na may bukas na collectors at emitters;
dynamic na push-pull D-trigger sa frequency division mode ng 2 - DD2;
auxiliary logic elements DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
palaging pinagmumulan ng boltahe na may rating na 0.1BDA7;
DC source na may nominal na halaga na 0.7 mA DA8.
Magsisimula ang control circuit, i.e. Ang mga pagkakasunud-sunod ng mga pulso ay lilitaw sa mga pin 8 at 11 kung ang anumang supply boltahe ay inilapat sa pin 12, ang antas nito ay nasa hanay mula +7 hanggang +40 V. Ang buong hanay ng mga functional unit na kasama sa TL494 IC ay maaaring hatiin sa digital at sa analog na bahagi (digital at analog signal path). Kasama sa analog na bahagi ang mga error amplifier DA3, DA4, comparators DA1, DA2, sawtooth boltahe generator DA6, pati na rin ang mga pantulong na mapagkukunan DA5, DA7, DA8. Ang lahat ng iba pang mga elemento, kabilang ang mga output transistors, ay bumubuo sa digital na bahagi (digital na landas).

Figure 13. Operasyon ng TL494 IC sa nominal mode: U3, U4, U5 - mga boltahe sa mga pin 3, 4, 5.

Isaalang-alang muna natin ang pagpapatakbo ng digital path. Ang mga diagram ng timing na nagpapaliwanag sa pagpapatakbo ng microcircuit ay ipinapakita sa Fig. 13. Mula sa mga diagram ng timing ay malinaw na ang mga sandali ng paglitaw ng output control pulses ng microcircuit, pati na rin ang kanilang tagal (diagram 12 at 13) ay tinutukoy ng estado ng output ng lohikal na elemento DD1 (diagram 5 ). Ang natitirang bahagi ng "lohika" ay gumaganap lamang ng pantulong na pag-andar ng paghahati ng mga output pulse ng DD1 sa dalawang channel. Sa kasong ito, ang tagal ng output pulses ng microcircuit ay tinutukoy ng tagal ng bukas na estado ng mga output transistors nito VT1, VT2. Dahil ang parehong mga transistor na ito ay may mga bukas na collectors at emitters, maaari silang konektado sa dalawang paraan. Kapag naka-on ayon sa isang circuit na may karaniwang emitter, ang mga output pulse ay tinanggal mula sa mga panlabas na collector load ng mga transistors (mula sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit), at ang mga pulso mismo ay nakadirekta pababa mula sa positibong antas (ang nangungunang ang mga gilid ng mga pulso ay negatibo). Ang mga emitter ng transistors (pins 9 at 10 ng microcircuit) sa kasong ito ay karaniwang pinagbabatayan. Kapag naka-on ayon sa isang circuit na may isang karaniwang kolektor, ang mga panlabas na load ay konektado sa mga emitter ng transistors at ang output pulses, na nakadirekta sa kasong ito ng mga surge (ang mga nangungunang gilid ng mga pulse ay positibo), ay inalis mula sa mga emitter ng transistors VT1, VT2. Ang mga kolektor ng mga transistor na ito ay konektado sa power bus ng control chip (Upom).
Ang mga output pulse ng mga natitirang functional unit na bahagi ng digital na bahagi ng TL494 microcircuit ay nakadirekta pataas, anuman ang circuit diagram ng microcircuit.
Ang DD2 trigger ay isang push-pull dynamic na D flip-flop. Ang prinsipyo ng pagpapatakbo nito ay ang mga sumusunod. Sa nangungunang (positibong) gilid ng output pulse ng elemento DD1, ang estado ng input D ng flip-flop DD2 ay nakasulat sa panloob na rehistro. Sa pisikal, nangangahulugan ito na ang una sa dalawang flip-flop na kasama sa DD2 ay inililipat. Kapag natapos na ang pulso sa output ng elementong DD1, ang pangalawang flip-flop sa loob ng DD2 ay inililipat sa kahabaan ng bumabagsak na (negatibong) gilid ng pulso na ito, at nagbabago ang estado ng mga output ng DD2 (lumalabas ang impormasyong nabasa mula sa input D sa output Q) . Tinatanggal nito ang posibilidad ng isang pag-unlock na pulso na lumilitaw sa base ng bawat isa sa mga transistors VT1, VT2 dalawang beses sa isang panahon. Sa katunayan, hangga't ang antas ng pulso sa input C ng trigger DD2 ay hindi nagbago, ang estado ng mga output nito ay hindi magbabago. Samakatuwid, ang pulso ay ipinadala sa output ng microcircuit sa pamamagitan ng isa sa mga channel, halimbawa sa itaas (DD3, DD5, VT1). Kapag natapos ang pulso sa input C, i-trigger ang mga switch ng DD2, i-lock ang upper channel at i-unlock ang lower channel (DD4, DD6, VT2). Samakatuwid, ang susunod na pulso na darating sa input C at mga input na DD5, DD6 ay ipapadala sa output ng microcircuit sa pamamagitan ng mas mababang channel. Kaya, ang bawat isa sa mga output pulse ng elemento DD1, kasama ang negatibong gilid nito, ang mga switch ay nag-trigger ng DD2 at sa gayon ay nagbabago ang channel ng pagpasa ng susunod na pulso. Samakatuwid, ang reference na materyal para sa control microcircuit ay nagpapahiwatig na ang arkitektura ng microcircuit ay nagbibigay ng double pulse suppression, i.e. inaalis ang hitsura ng dalawang pulso sa pag-unlock batay sa parehong transistor bawat panahon.
Isaalang-alang natin nang detalyado ang isang panahon ng pagpapatakbo ng digital na landas ng microcircuit.
Ang hitsura ng isang pulso sa pag-unlock batay sa output transistor ng upper (VT1) o mas mababang (VT2) na channel ay tinutukoy ng lohika ng pagpapatakbo ng mga elemento DD5, DD6 ("2OR-NOT") at ang estado ng mga elemento DD3, DD4 (“2AND”), na, naman, ay tinutukoy ng estado ng trigger na DD2.
Ang operating logic ng 2-OR-NOT na elemento, gaya ng nalalaman, ay lumilitaw ang isang boltahe sa output ng naturang elemento mataas na lebel(lohikal 1) sa tanging kaso kung saan ang mababang antas ng boltahe (lohikal na 0) ay naroroon sa parehong mga input nito. Para sa iba pang posibleng kumbinasyon ng mga input signal, ang output ng elemento 2 OR-NOT ay may mababang antas ng boltahe (logical 0). Samakatuwid, kung sa output Q ng trigger DD2 mayroong isang lohikal na 1 (sandali ti ng diagram 5 sa Fig. 13), at sa output /Q mayroong isang lohikal na 0, pagkatapos ay sa parehong mga input ng elemento DD3 (2I). ) magkakaroon ng lohikal na 1 at, samakatuwid, ang isang lohikal na 1 ay lilitaw sa output DD3, at samakatuwid sa isa sa mga input ng elementong DD5 (2OR-NOT) ng itaas na channel. Samakatuwid, anuman ang antas ng signal na dumarating sa pangalawang input ng elementong ito mula sa output ng elementong DD1, ang estado ng output na DD5 ay magiging lohikal na O, at ang transistor VT1 ay mananatili sa saradong estado. Ang output state ng element DD4 ay magiging logical 0, dahil Ang logical 0 ay naroroon sa isa sa mga input ng DD4, na nanggagaling doon mula sa /Q output ng flip-flop DD2. Ang lohikal na 0 mula sa output ng elementong DD4 ay ibinibigay sa isa sa mga input ng elementong DD6 at ginagawang posible para sa isang pulso na dumaan sa ibabang channel. Ang pulso ng positibong polarity (lohikal na 1) ay lilitaw sa output ng DD6, at samakatuwid ay nasa base ng VT2 sa panahon ng pag-pause sa pagitan ng mga output pulse ng elementong DD1 (i.e. para sa oras na mayroong lohikal na 0 sa output ng DD1. - interval trt2 ng diagram 5, Fig. 13). Samakatuwid, bubukas ang transistor VT2 at lumilitaw ang isang pulso sa kolektor nito, na ilalabas ito pababa mula sa positibong antas (kung konektado ayon sa isang circuit na may karaniwang emitter).
Ang simula ng susunod na output pulse ng elemento DD1 (sandali t2 ng diagram 5 sa Fig. 13) ay hindi magbabago sa estado ng mga elemento ng digital path ng microcircuit, maliban sa elemento DD6, sa output kung saan ang isang lilitaw ang lohikal na 0, at samakatuwid ay magsasara ang transistor VT2. Ang pagkumpleto ng output pulse DD1 (sandali ta) ay magdudulot ng pagbabago sa estado ng mga output ng trigger DD2 sa kabaligtaran (lohikal na 0 - sa output Q, lohikal na 1 - sa output /Q). Samakatuwid, ang estado ng mga output ng mga elemento DD3, DD4 ay magbabago (sa output ng DD3 - logical 0, sa output ng DD4 - logical 1). Ang pause na nagsimula sa sandaling ito!3 sa output ng elementong DD1 ay gagawing posible na buksan ang transistor VT1 ng itaas na channel. Ang lohikal na 0 sa output ng elementong DD3 ay "kukumpirmahin" ang posibilidad na ito, na gagawing tunay na hitsura ng isang pulso sa pag-unlock batay sa transistor VT1. Ang salpok na ito ay tumatagal hanggang sa sandaling U, pagkatapos ay magsasara ang VT1 at ang mga proseso ay paulit-ulit.
Kaya, ang pangunahing ideya ng pagpapatakbo ng digital path ng microcircuit ay ang tagal ng output pulse sa mga pin 8 at 11 (o sa mga pin 9 at 10) ay tinutukoy ng tagal ng pag-pause sa pagitan ng output pulses ng DD1 elemento. Tinutukoy ng mga Elemento DD3, DD4 ang channel para sa pagpasa ng isang pulso gamit ang isang mababang antas ng signal, ang hitsura nito ay kahalili sa mga output Q at /Q ng trigger na DD2, na kinokontrol ng parehong elemento na DD1. Ang mga elementong DD5, DD6 ay mababang antas ng pagtutugma ng mga circuit.
Para sa pagkakumpleto functionality microcircuit, isa pang mahalagang tampok ang dapat tandaan. Tulad ng makikita mula sa functional diagram sa figure, ang mga input ng mga elemento DD3, DD4 ay pinagsama at output sa pin 13 ng microcircuit. Samakatuwid, kung ang isang lohikal na 1 ay inilapat sa pin 13, ang mga elementong DD3, DD4 ay gagana bilang mga repeater ng impormasyon mula sa Q at /Q na mga output ng DD2 trigger. Sa kasong ito, ang mga elemento ng DD5, DD6 at transistors VT1, VT2 ay lilipat na may isang phase shift ng kalahating panahon, na tinitiyak ang pagpapatakbo ng bahagi ng kapangyarihan ng UPS, na binuo ayon sa isang push-pull half-bridge circuit. Kung ang lohikal na 0 ay inilapat sa pin 13, kung gayon ang mga elemento ng DD3, DD4 ay mai-block, i.e. ang estado ng mga output ng mga elementong ito ay hindi magbabago (constant logical 0). Samakatuwid, ang output pulses ng elemento DD1 ay makakaapekto sa mga elemento ng DD5, DD6 sa parehong paraan. Ang mga elementong DD5, DD6, at samakatuwid ang mga output transistors na VT1, VT2, ay lilipat nang walang phase shift (sabay-sabay). Ang mode na ito ng pagpapatakbo ng control microcircuit ay ginagamit kung ang power part ng UPS ay ginawa ayon sa isang single-cycle circuit. Sa kasong ito, ang mga collectors at emitters ng parehong output transistors ng microcircuit ay pinagsama para sa layunin ng pagtaas ng kapangyarihan.
Ang output boltahe ay ginagamit bilang isang "mahirap" na lohikal na yunit sa mga push-pull circuit
panloob na mapagkukunan ng chip Uref (pin 13 ng chip ay pinagsama sa pin 14).
Ngayon tingnan natin ang pagpapatakbo ng analog circuit ng microcircuit.
Ang estado ng DD1 output ay tinutukoy ng output signal ng PWM comparator DA2 (diagram 4), na ibinibigay sa isa sa mga DD1 input. Ang output signal ng comparator DA1 (Diagram 2), na ibinibigay sa pangalawang input ng DD1, ay hindi nakakaapekto sa estado ng DD1 output sa normal na operasyon, na tinutukoy ng mas malawak na output pulses ng PWM comparator DA2.
Bilang karagdagan, mula sa mga diagram sa Fig. 13 ay malinaw na kapag ang antas ng boltahe ay nagbabago sa non-inverting input ng PWM comparator (diagram 3), ang lapad ng output pulses ng microcircuit (diagram 12, 13) ay baguhin nang proporsyonal. Sa normal na operasyon, ang antas ng boltahe sa non-inverting input ng PWM comparator DA2 ay tinutukoy lamang ng output voltage ng error amplifier DA3 (dahil ito ay lumampas sa output voltage ng DA4 amplifier), na depende sa antas ng signal ng feedback sa non-inverting input nito (pin 1 ng microcircuit). Samakatuwid, kapag ang isang feedback signal ay inilapat sa pin 1 ng microcircuit, ang lapad ng output control pulses ay magbabago sa proporsyon sa pagbabago sa antas ng feedback signal na ito, na, sa turn, ay nagbabago sa proporsyon sa mga pagbabago sa antas. ng UPS output boltahe, dahil Ang feedback ay nanggagaling doon.
Ang mga agwat ng oras sa pagitan ng mga output pulse sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit, kapag ang parehong output transistors VT1 at VT2 ay sarado, ay tinatawag na "mga patay na zone".
Ang Comparator DA1 ay tinatawag na "dead zone" comparator, dahil tinutukoy nito ang pinakamababang posibleng tagal nito. Ipaliwanag natin ito nang mas detalyado.
Mula sa mga timing diagram sa Fig. 13 sumusunod na kung ang lapad ng output pulses ng PWM comparator DA2 ay bumaba para sa ilang kadahilanan, pagkatapos ay simula sa isang tiyak na lapad ng mga pulse na ito, ang output pulses ng comparator DA1 ay magiging mas malawak kaysa sa output pulses ng PWM comparator DA2 at simulan upang matukoy ang output estado ng lohikal na elemento DD1, at samakatuwid. lapad ng output pulses ng microcircuit. Sa madaling salita, nililimitahan ng comparator DA1 ang lapad ng mga output pulse ng microcircuit sa isang tiyak na pinakamataas na antas. Ang antas ng limitasyon ay tinutukoy ng potensyal sa non-inverting input ng comparator DA1 (pin 4 ng microcircuit) sa steady state. Gayunpaman, sa kabilang banda, ang potensyal sa pin 4 ay tutukoy sa hanay ng pagsasaayos ng lapad ng mga output pulse ng microcircuit. Habang tumataas ang potensyal sa pin 4, lumiliit ang hanay na ito. Ang pinakamalawak na hanay ng pagsasaayos ay nakukuha kapag ang potensyal sa pin 4 ay 0.
Gayunpaman, sa kasong ito ay may panganib na nauugnay sa katotohanan na ang lapad ng "dead zone" ay maaaring maging katumbas ng 0 (halimbawa, sa kaso ng isang makabuluhang pagtaas sa kasalukuyang natupok mula sa UPS). Nangangahulugan ito na ang mga pulso ng kontrol sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit ay direktang susunod sa isa't isa. Samakatuwid, ang isang sitwasyon na kilala bilang isang "rack breakdown" ay maaaring lumitaw. Ito ay ipinaliwanag sa pamamagitan ng pagkawalang-kilos ng mga transistor ng kapangyarihan ng inverter, na hindi maaaring magbukas at magsara kaagad. Samakatuwid, kung sabay-sabay mong ilalapat ang isang locking signal sa base ng isang naunang binuksan na transistor, at isang signal ng pag-unlock sa base ng isang closed transistor (ibig sabihin, na may zero na "dead zone"), pagkatapos ay makakakuha ka ng isang sitwasyon kung saan ang isang transistor hindi pa nagsasara, at ang isa ay bukas na. Pagkatapos ang isang breakdown ay nangyayari sa kahabaan ng transistor stand ng kalahating tulay, na binubuo sa daloy ng sa pamamagitan ng kasalukuyang sa pamamagitan ng parehong transistors. Ang kasalukuyang ito, tulad ng makikita mula sa diagram sa Fig. 5, nilalampasan ang pangunahing paikot-ikot ng power transformer at halos walang limitasyon. Ang kasalukuyang proteksyon ay hindi gumagana sa kasong ito, dahil kasalukuyang hindi dumadaloy sa kasalukuyang sensor (hindi ipinapakita sa diagram; ang disenyo at prinsipyo ng pagpapatakbo ng kasalukuyang mga sensor na ginamit ay tatalakayin nang detalyado sa kasunod na mga seksyon), na nangangahulugan na ang sensor na ito ay hindi makapaglalabas ng signal sa control circuit. Samakatuwid, ang through current ay umaabot sa napakalaking halaga sa napakaikling panahon. Ito ay humahantong sa isang matalim na pagtaas sa kapangyarihan na inilabas sa parehong mga transistors ng kapangyarihan at halos madalian na pagkabigo (karaniwang pagkasira). Bilang karagdagan, ang mga diode ng tulay ng power rectifier ay maaaring masira ng isang inrush ng through current. Ang prosesong ito ay nagtatapos sa pamumulaklak ng network fuse, na, dahil sa pagkawalang-galaw nito, ay walang oras upang protektahan ang mga elemento ng circuit, ngunit pinoprotektahan lamang ang pangunahing network mula sa labis na karga.
Samakatuwid ang control boltahe; na ibinibigay sa mga base ng mga transistor ng kapangyarihan ay dapat na mabuo sa paraang una ang isa sa mga transistor na ito ay mapagkakatiwalaang sarado, at pagkatapos lamang ay mabubuksan ang isa. Sa madaling salita, sa pagitan ng mga pulso ng kontrol na ibinibigay sa mga base ng mga transistor ng kapangyarihan ay dapat mayroong isang time shift na hindi katumbas ng zero ("dead zone"). Ang pinakamababang pinahihintulutang tagal ng "dead zone" ay tinutukoy ng pagkawalang-kilos ng mga transistor na ginagamit bilang mga switch ng kuryente.
Ang arkitektura ng microcircuit ay nagpapahintulot sa iyo na ayusin ang pinakamababang tagal ng "patay na zone" gamit ang potensyal sa pin 4 ng microcircuit. Ang potensyal na ito ay itinakda gamit ang isang panlabas na divider na konektado sa output boltahe bus ng panloob na pinagmumulan ng sanggunian ng Uref microcircuit.
Ang ilang mga bersyon ng UPS ay walang ganoong divider. Nangangahulugan ito na pagkatapos makumpleto ang proseso ng soft start (tingnan sa ibaba), ang potensyal sa pin 4 ng microcircuit ay magiging katumbas ng 0. Sa mga kasong ito, ang pinakamababang posibleng tagal ng "dead zone" ay hindi pa rin magiging katumbas ng 0, ngunit matutukoy ng panloob na pinagmumulan ng boltahe DA7 (0, 1B), na konektado sa non-inverting input ng comparator DA1 kasama ang positibong poste nito, at sa pin 4 ng microcircuit kasama ang negatibong poste nito. Kaya, salamat sa pagsasama ng pinagmulang ito, ang lapad ng output pulse ng comparator DA1, at samakatuwid ang lapad ng "dead zone," sa ilalim ng anumang pagkakataon ay maaaring maging katumbas ng 0, na nangangahulugang "breakdown sa kahabaan ng rack" sa panimula ay magiging imposible. Sa madaling salita, ang arkitektura ng microcircuit ay may kasamang limitasyon sa maximum na tagal ng output pulse nito (ang pinakamababang tagal ng "dead zone"). Kung mayroong isang divider na konektado sa pin 4 ng microcircuit, pagkatapos pagkatapos ng isang malambot na pagsisimula ang potensyal ng pin na ito ay hindi katumbas ng 0, samakatuwid ang lapad ng output pulses ng comparator DA1 ay tinutukoy hindi lamang ng panloob na mapagkukunan DA7, ngunit din sa pamamagitan ng natitirang (pagkatapos ng pagkumpleto ng proseso ng malambot na pagsisimula) na potensyal sa pin 4. Gayunpaman, sa parehong oras, tulad ng nabanggit sa itaas, ang dynamic na hanay ng pagsasaayos ng lapad ng PWM comparator DA2 ay makitid.

SIMULA DIAGRAM

Ang panimulang circuit ay idinisenyo upang makakuha ng boltahe na maaaring magamit upang paganahin ang control microcircuit upang simulan ito pagkatapos i-on ang IVP sa supply network. Samakatuwid, ang ibig sabihin ng start-up ay ang startup ng control microcircuit muna, kung wala ang normal na operasyon ng power section at ang buong UPS circuit sa kabuuan ay imposible.
Ang panimulang circuit ay maaaring itayo sa dalawa iba't ibang paraan:
na may self-excitation;
na may sapilitang pagpapasigla.
Ang isang self-excited circuit ay ginagamit, halimbawa, sa GT-150W UPS (Fig. 14). Ang rectified network voltage Uep ay ibinibigay sa resistive divider R5, R3, R6, R4, na siyang base para sa parehong power key transistors Q1, Q2. Samakatuwid, sa pamamagitan ng mga transistors, sa ilalim ng impluwensya ng kabuuang boltahe sa mga capacitor C5, C6 (Uep), isang base kasalukuyang nagsisimulang dumaloy sa circuit (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - ang "karaniwang wire" ng pangunahing bahagi - (-)C6.
Ang parehong mga transistor ay bahagyang binuksan ng kasalukuyang ito. Bilang isang resulta, ang mga alon ng magkasalungat na direksyon ay nagsisimulang dumaloy sa mga seksyon ng kolektor-emitter ng parehong mga transistor kasama ang mga circuit:
sa pamamagitan ng Q1: (+)C5 - +310 V bus - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
sa pamamagitan ng Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "common wire" ng primary side - (-)C6.

Figure 14. Self-excited startup diagram ng GT-150W UPS.

Kung ang parehong mga alon na dumadaloy sa karagdagang (pagsisimula) ay lumiliko sa 5-6 T1 sa magkasalungat na direksyon, kung gayon ang nagreresultang kasalukuyang ay magiging 0, at ang circuit ay hindi makakapagsimula.
Gayunpaman, dahil sa teknolohikal na pagkalat ng kasalukuyang amplification factor ng mga transistor Q1, Q2, ang isa sa mga alon na ito ay palaging mas malaki kaysa sa isa, dahil ang mga transistor ay bahagyang bukas sa iba't ibang antas. Samakatuwid, ang nagreresultang kasalukuyang sa pamamagitan ng mga pagliko 5-6 T1 ay hindi katumbas ng 0 at may isang direksyon o iba pa. Ipagpalagay natin na ang kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor Q1 ay nangingibabaw (iyon ay, ang Q1 ay mas bukas kaysa sa Q2) at, samakatuwid, ang kasalukuyang dumadaloy sa direksyon mula sa pin 5 hanggang pin 6 ng T1. Ang karagdagang pangangatwiran ay batay sa palagay na ito.
Gayunpaman, sa pagiging patas, dapat tandaan na ang kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor Q2 ay maaari ding maging nangingibabaw, at pagkatapos ay ang lahat ng mga proseso na inilarawan sa ibaba ay nauugnay sa transistor Q2.
Ang daloy ng kasalukuyang sa pamamagitan ng mga liko 5-6 ng T1 ay nagiging sanhi ng hitsura ng isang EMF ng mutual induction sa lahat ng windings ng control transpormer T1. Sa kasong ito, ang (+) EMF ay nangyayari sa pin 4 na may kaugnayan sa pin 5 at isang karagdagang kasalukuyang dumadaloy sa base Q1 sa ilalim ng impluwensya ng EMF na ito, bahagyang binubuksan ito sa pamamagitan ng circuit: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Kasabay nito, lumilitaw ang (-) EMF sa pin 7 ng T1 na may kaugnayan sa pin 8, i.e. ang polarity ng EMF na ito ay lumalabas na humaharang para sa Q2 at ito ay nagsasara. Susunod, papasok ang positibong feedback (POF). Ang epekto nito ay habang tumataas ang kasalukuyang sa pamamagitan ng seksyon ng kolektor-emitter Q1 at nagiging 5-6 T1, ang pagtaas ng EMF ay kumikilos sa paikot-ikot na 4-5 T1, na, na lumilikha ng karagdagang base current para sa Q1, nagbubukas nito sa mas malaking lawak. . Ang prosesong ito ay bubuo tulad ng isang avalanche (napakabilis) at humahantong sa kumpletong pagbubukas ng Q1 at ang pagsasara ng Q2. Ang isang linearly na pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy sa bukas na Q1 at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 ng power pulse transpormer T2, na nagiging sanhi ng paglitaw ng isang EMF pulse ng mutual induction sa lahat ng windings ng T2. Ang isang salpok mula sa paikot-ikot na 7-5 T2 ay naniningil ng kapasidad ng imbakan na C22. Lumilitaw ang isang boltahe sa C22, na ibinibigay bilang isang supply sa pin 12 ng TL494 type control chip IC1 at sa yugto ng pagtutugma. Nagsisimula ang microcircuit at bumubuo ng mga rectangular pulse sequence sa mga pin nito 11, 8, kung saan ang power switch Q1, Q2 ay nagsisimulang lumipat sa pagtutugma ng yugto (Q3, Q4, T1). Lumilitaw ang pulse EMF ng nominal level sa lahat ng windings ng power transformer T2. Sa kasong ito, ang EMF mula sa windings 3-5 at 7-5 ay patuloy na nagpapakain ng C22, na pinapanatili ang isang pare-parehong antas ng boltahe dito (mga +27V). Sa madaling salita, ang microcircuit ay nagsisimulang palakasin ang sarili sa pamamagitan ng feedback ring (self-feeding). Ang yunit ay pumapasok sa operating mode. Ang supply boltahe ng microcircuit at ang pagtutugma ng yugto ay pantulong, kumikilos lamang sa loob ng bloke at karaniwang tinatawag na Upom.
Maaaring may ilang variation ang circuit na ito, tulad ng sa LPS-02-150XT switching power supply (made in Taiwan) para sa Mazovia CM1914 computer (Fig. 15). Sa circuit na ito, ang paunang impetus para sa pagbuo ng proseso ng startup ay nakuha gamit ang isang hiwalay na half-wave rectifier D1, C7, na nagpapagana sa resistive divider basic para sa mga power switch sa unang positibong kalahating cycle ng network. Pinapabilis nito ang proseso ng pagsisimula, dahil... ang paunang pag-unlock ng isa sa mga susi ay nangyayari kasabay ng pagsingil ng mga high-capacity smoothing capacitor. Kung hindi, ang scheme ay gumagana nang katulad sa tinalakay sa itaas.

Figure 15. Self-excited na panimulang circuit sa LPS-02-150XT switching power supply

Ang scheme na ito ay ginagamit, halimbawa, sa PS-200B UPS mula sa LING YIN GROUP (Taiwan).
Ang pangunahing paikot-ikot ng espesyal na panimulang transpormer T1 ay inililipat sa kalahati ng boltahe ng mains (sa isang nominal na halaga ng 220V) o sa buong boltahe (sa isang nominal na halaga ng 110V). Ginagawa ito para sa mga kadahilanan upang ang amplitude ng alternating boltahe sa pangalawang paikot-ikot na T1 ay hindi nakasalalay sa rating ng supply network. Kapag naka-on ang UPS, dumadaloy ang alternating current sa pangunahing paikot-ikot na T1. Samakatuwid, ang isang alternating sinusoidal EMF na may dalas ng supply network ay sapilitan sa pangalawang paikot-ikot na 3-4 T1. Ang kasalukuyang dumadaloy sa ilalim ng impluwensya ng EMF na ito ay itinutuwid ng isang espesyal na circuit ng tulay sa mga diode D3-D6 at pinalabas ng kapasitor C26. Ang isang pare-parehong boltahe na humigit-kumulang 10-11V ay inilabas sa C26, na ibinibigay bilang isang supply sa pin 12 ng TL494 type control microcircuit U1 at sa pagtutugma ng yugto. Kaayon ng prosesong ito, ang mga capacitor ng anti-aliasing filter ay sinisingil. Samakatuwid, sa oras na ang kapangyarihan ay ibinibigay sa microcircuit, ang yugto ng kapangyarihan ay pinalakas din. Nagsisimula ang microcircuit at nagsisimulang bumuo ng mga pagkakasunud-sunod ng mga hugis-parihaba na pulso sa mga pin nito 8, 11, kung saan nagsisimulang lumipat ang mga switch ng kuryente sa yugto ng pagtutugma. Bilang resulta, lumilitaw ang mga boltahe ng output ng bloke. Pagkatapos pumasok sa self-feeding mode, ang microcircuit ay pinapagana mula sa +12V output voltage bus sa pamamagitan ng decoupling diode D8. Dahil ang self-feeding boltahe na ito ay bahagyang mas mataas kaysa sa output boltahe ng rectifier D3-D5, ang mga diode ng panimulang rectifier na ito ay naka-lock, at hindi ito makakaapekto sa pagpapatakbo ng circuit.
Ang pangangailangan para sa feedback sa pamamagitan ng diode D8 ay opsyonal. Sa ilang mga circuit ng UPS na gumagamit ng sapilitang paggulo, walang ganoong koneksyon. Ang control microcircuit at ang pagtutugma ng yugto ay pinapagana mula sa output ng panimulang rectifier sa buong oras ng pagpapatakbo. Gayunpaman, ang antas ng ripple sa Upom bus sa kasong ito ay bahagyang mas mataas kaysa sa kaso ng pagpapagana ng microcircuit mula sa +12V output voltage bus.
Upang ibuod ang paglalarawan ng mga scheme ng paglulunsad, maaari nating tandaan ang mga pangunahing tampok ng kanilang pagtatayo. Sa isang self-excited circuit, ang mga power transistor ay unang inililipat, na nagreresulta sa hitsura ng isang supply boltahe para sa Upom chip. Sa isang circuit na may sapilitang paggulo, ang Upom ay unang nakuha, at bilang isang resulta, ang mga transistor ng kapangyarihan ay inililipat. Bilang karagdagan, sa mga self-excited na circuit, ang boltahe ng Upom ay karaniwang nasa paligid ng +26V, at sa mga forced-excited na circuit, karaniwan itong nasa paligid ng +12V.
Ang isang circuit na may sapilitang paggulo (na may hiwalay na transpormer) ay ipinapakita sa Fig. 16.

Figure 16. Start-up circuit na may sapilitang paggulo ng PS-200B switching power supply (LING YIN GROUP).

MATCHING CASCADE NG PULSE POWER SUPPLY

Ang isang pagtutugma na yugto ay ginagamit upang itugma at i-decouple ang high-power na yugto ng output mula sa mga low-power na control circuit.
Ang mga praktikal na scheme para sa pagbuo ng isang katugmang cascade sa iba't ibang mga UPS ay maaaring nahahati sa dalawang pangunahing mga pagpipilian:
bersyon ng transistor, kung saan ginagamit ang mga panlabas na discrete transistor bilang mga switch;
transistorless na bersyon, kung saan ang mga output transistors ng control chip mismo VT1, VT2 (sa pinagsamang bersyon) ay ginagamit bilang mga susi.
Bilang karagdagan, ang isa pang tampok kung saan ang pagtutugma ng mga yugto ay maaaring maiuri ay ang paraan ng pagkontrol sa mga power transistors ng isang half-bridge inverter. Batay sa tampok na ito, ang lahat ng tumutugmang cascades ay maaaring nahahati sa:
cascades na may pangkalahatang pamamahala, kung saan ang parehong mga power transistor ay kinokontrol gamit ang isang karaniwang control transpormer, na mayroong isang pangunahin at dalawang pangalawang windings;
cascades na may hiwalay na kontrol, kung saan ang bawat isa sa mga power transistors ay kinokontrol gamit ang isang hiwalay na transpormer, i.e. Mayroong dalawang mga transformer ng kontrol sa yugto ng pagtutugma.
Batay sa parehong mga klasipikasyon, ang pagtutugma ng cascade ay maaaring isagawa sa isa sa apat na paraan:
transistor na may pangkalahatang kontrol;
transistor na may hiwalay na kontrol;
transistorless na may pangkalahatang kontrol;
transistorless na may hiwalay na kontrol.
Ang mga yugto ng transistor na may hiwalay na kontrol ay bihirang ginagamit o hindi ginagamit. Ang mga may-akda ay hindi nagkaroon ng pagkakataon na makatagpo ng tulad ng isang sagisag ng pagtutugma ng kaskad. Ang natitirang tatlong opsyon ay mas karaniwan.
Sa lahat ng mga variant, ang komunikasyon sa yugto ng kapangyarihan ay isinasagawa gamit ang isang paraan ng transpormer.
Sa kasong ito, ang transpormer ay gumaganap ng dalawang pangunahing pag-andar: amplification ng control signal sa mga tuntunin ng kasalukuyang (dahil sa attenuation sa boltahe) at galvanic isolation. Ang galvanic isolation ay kinakailangan dahil ang control chip at pagtutugma ng yugto ay nasa pangalawang bahagi, at ang power stage ay nasa pangunahing bahagi ng UPS.
Isaalang-alang natin ang pagpapatakbo ng bawat isa sa nabanggit na pagtutugma ng mga opsyon sa cascade gamit ang mga partikular na halimbawa.
Sa isang transistor circuit na may karaniwang kontrol, ang isang push-pull transformer pre-power amplifier sa mga transistor Q3 at Q4 ay ginagamit bilang isang yugto ng pagtutugma (Larawan 17).

Larawan 17. Pagtutugma ng yugto bloke ng pulso power supply KYP-150W (transistor circuit na may pangkalahatang kontrol).

Figure 18. Tunay na hugis ng mga pulso sa mga kolektor

Ang mga alon sa pamamagitan ng diodes D7 at D9, na dumadaloy sa ilalim ng impluwensya ng magnetic energy na nakaimbak sa DT core, ay may anyo ng isang nabubulok na exponential. Sa core ng DT, sa panahon ng pag-agos ng mga alon sa pamamagitan ng mga diode D7 at D9, ang isang pagbabago (bumabagsak) na magnetic flux ay kumikilos, na nagiging sanhi ng paglitaw ng mga pulso ng EMF sa mga pangalawang windings nito.
Tinatanggal ng Diode D8 ang impluwensya ng pagtutugma ng yugto sa control chip sa pamamagitan ng common power bus.
Ang isa pang uri ng transistor matching stage na may pangkalahatang kontrol ay ginagamit sa ESAN ESP-1003R switching power supply (Fig. 19). Ang unang tampok ng pagpipiliang ito ay ang output transistors VT1, VT2 ng microcircuit ay kasama bilang mga tagasunod ng emitter. Ang mga signal ng output ay tinanggal mula sa mga pin 9 at 10 ng microcircuit. Ang mga resistors R17, R16 at R15, R14 ay mga emitter load ng transistors VT1 at VT2, ayon sa pagkakabanggit. Ang parehong mga resistors ay bumubuo ng mga pangunahing divider para sa mga transistors Q3, Q4, na nagpapatakbo sa switch mode. Ang mga Capacitances C13 at C12 ay pinipilit at tumutulong na mapabilis ang mga proseso ng paglipat ng mga transistor Q3, Q4. Ang pangalawang tampok na katangian ng cascade na ito ay ang pangunahing paikot-ikot ng control transpormer DT ay walang output mula sa gitnang punto at konektado sa pagitan ng mga kolektor ng transistors Q3, Q4. Kapag ang output transistor VT1 ng control chip ay bumukas, ang divider R17, R16, na siyang base para sa transistor Q3, ay pinalakas ng boltahe na Upom. Samakatuwid, ang kasalukuyang daloy sa pamamagitan ng control junction Q3 at ito ay bubukas. Ang acceleration ng prosesong ito ay pinadali ng pagpilit na capacitance C13, na nagbibigay ng Q3 base na may unlocking current na 2-2.5 beses na mas mataas kaysa sa itinatag na halaga. Ang resulta ng pagbubukas ng Q3 ay ang pangunahing winding 1-2 DT ay konektado sa housing gamit ang pin 1 nito. Dahil ang pangalawang transistor Q4 ay naka-lock, ang pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy sa pangunahing paikot-ikot na DT kasama ang circuit: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - pabahay.

Figure 19. Pagtutugma ng yugto ng switching power supply ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (transistor circuit na may karaniwang kontrol).

Ang mga parihabang pulso ng EMF ay lumilitaw sa pangalawang windings 3-4 at 5-6 DT. Ang direksyon ng paikot-ikot ng pangalawang paikot-ikot na DT ay iba. Samakatuwid, ang isa sa mga power transistors (hindi ipinapakita sa diagram) ay makakatanggap ng isang pambungad na base pulse, at ang isa ay makakatanggap ng isang pagsasara ng pulso. Kapag ang VT1 ng control chip ay nagsasara nang husto, ang Q3 ay nagsasara din nang husto pagkatapos nito. Ang pagpabilis ng proseso ng pagsasara ay pinadali ng pagpilit na kapasidad C13, ang boltahe mula sa kung saan inilalapat sa base-emitter junction Q3 sa pagsasara ng polarity. Pagkatapos ay ang "dead zone" ay tumatagal kapag ang parehong output transistors ng microcircuit ay sarado. Susunod, bubukas ang output transistor VT2, na nangangahulugan na ang divider R15, R14, na siyang base para sa pangalawang transistor Q4, ay pinapagana ng boltahe na Upom. Samakatuwid, bubukas ang Q4 at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT ay konektado sa pabahay sa kabilang dulo nito (pin 2), kaya ang pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy dito sa kabaligtaran ng direksyon sa nakaraang kaso sa kahabaan ng circuit: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "frame".
Samakatuwid, ang polarity ng mga pulso sa pangalawang windings ng DT ay nagbabago, at ang pangalawang power transistor ay makakatanggap ng pagbubukas ng pulso, at ang isang pulso ng pagsasara ng polarity ay kikilos batay sa una. Kapag ang VT2 ng control chip ay nagsasara nang husto, ang Q4 ay nagsasara din nang husto pagkatapos nito (gamit ang pagpilit na kapasidad C12). Pagkatapos ay magpapatuloy muli ang "patay na zone", pagkatapos ay paulit-ulit ang mga proseso.
Kaya, ang pangunahing ideya sa likod ng pagpapatakbo ng kaskad na ito ay ang isang alternating magnetic flux sa DT core ay maaaring makuha dahil sa ang katunayan na ang pangunahing paikot-ikot na DT ay konektado sa pabahay sa isang dulo o sa iba pa. Samakatuwid, ito ay dumadaloy alternating current walang pare-parehong bahagi na may unipolar power supply.
Sa mga transistorless na bersyon ng pagtutugma ng mga yugto ng UPS, ang mga output transistors VT1, VT2 ng control microcircuit ay ginagamit bilang mga transistor ng pagtutugma ng yugto, tulad ng nabanggit kanina. Sa kasong ito, walang mga discrete matching stage transistors.
Ang isang transistorless circuit na may pangkalahatang kontrol ay ginagamit, halimbawa, sa PS-200V UPS circuit. Ang mga output transistors ng microcircuit VT1, VT2 ay na-load kasama ang mga collectors sa pamamagitan ng pangunahing half-windings ng transpormer DT (Larawan 20). Ang kapangyarihan ay ibinibigay sa gitnang punto ng pangunahing paikot-ikot na DT.

Figure 20. Pagtutugma ng yugto ng PS-200B switching power supply (transistorless circuit na may karaniwang kontrol).

Kapag bumukas ang transistor VT1, dumadaloy ang tumataas na kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor na ito at kalahating paikot-ikot na 1-2 ng control transformer DT. Ang mga control pulse ay lumilitaw sa pangalawang windings ng DT, na may tulad na polarity na ang isa sa mga inverter power transistors ay bubukas at ang isa ay nagsasara. Sa dulo ng pulso, ang VT1 ay nagsasara nang husto, ang kasalukuyang sa pamamagitan ng kalahating paikot-ikot na 1-2 DT ay tumitigil sa pag-agos, kaya ang EMF sa pangalawang paikot-ikot na DT ay nawala, na humahantong sa pagsasara ng mga transistor ng kapangyarihan. Susunod, ang "patay na zone" ay tumatagal kapag ang parehong output transistors VT1, VT2 ng microcircuit ay sarado, at walang kasalukuyang dumadaloy sa pangunahing winding DT. Susunod, bubukas ang transistor VT2, at ang kasalukuyang, tumataas sa paglipas ng panahon, ay dumadaloy sa transistor na ito at kalahating paikot-ikot na 2-3 DT. Ang magnetic flux na nilikha ng kasalukuyang ito sa DT core ay may kabaligtaran na direksyon sa nakaraang kaso. Samakatuwid, ang isang EMF ng polarity na kabaligtaran sa nakaraang kaso ay sapilitan sa pangalawang windings DT. Bilang isang resulta, ang pangalawang transistor ng half-bridge inverter ay bubukas, at sa base ng una, ang pulso ay may polarity na nagsasara nito. Kapag ang VT2 ng control chip ay nagsasara, ang kasalukuyang sa pamamagitan nito at ang pangunahing paikot-ikot na DT ay hihinto. Samakatuwid, ang EMF sa pangalawang windings DT ay nawawala, at ang inverter power transistors ay sarado muli. Pagkatapos ay magpapatuloy muli ang "patay na zone", pagkatapos ay paulit-ulit ang mga proseso.
Ang pangunahing ideya ng pagbuo ng kaskad na ito ay ang isang alternating magnetic flux sa core ng control transformer ay maaaring makuha sa pamamagitan ng pagbibigay ng kapangyarihan sa gitnang punto ng pangunahing paikot-ikot ng transpormer na ito. Samakatuwid, ang mga alon ay dumadaloy sa mga half-winding na may parehong bilang ng mga pagliko sa iba't ibang direksyon. Kapag ang parehong output transistors ng microcircuit ay sarado ("dead zones"), ang magnetic flux sa core DT ay katumbas ng 0. Ang kahaliling pagbubukas ng mga transistors ay nagiging sanhi ng kahaliling hitsura ng magnetic flux sa isa o sa iba pang kalahating paikot-ikot. Ang resultang magnetic flux sa core ay variable.
Ang huling ng mga varieties (transistorless circuit na may hiwalay na kontrol) ay ginagamit, halimbawa, sa UPS ng Appis computer (Peru). Sa circuit na ito mayroong dalawang control transformer DT1, DT2, ang pangunahing half-windings na kung saan ay mga collector load para sa output transistors ng microcircuit (Fig. 21). Sa pamamaraang ito, ang bawat isa sa dalawang switch ng kuryente ay kinokontrol sa pamamagitan ng isang hiwalay na transpormer. Ang kapangyarihan ay ibinibigay sa mga kolektor ng mga output transistors ng microcircuit mula sa karaniwang Upom bus sa pamamagitan ng mga midpoint ng pangunahing windings ng mga control transformer DT1, DT2.
Diodes D9, D10 na may kaukulang mga bahagi ng pangunahing windings DT1, DT2 form core demagnetization circuits. Tingnan natin ang isyung ito nang mas detalyado.

Figure 21. Pagtutugma ng yugto ng "Appis" switching power supply (transistorless circuit na may hiwalay na kontrol).

Ang pagtutugma ng yugto (Larawan 21) ay mahalagang dalawang independiyenteng single-ended forward converter, dahil ang pagbubukas ng kasalukuyang dumadaloy sa base ng power transistor sa panahon ng bukas na estado ng pagtutugma ng transistor, i.e. ang magkatugmang transistor at ang power transistor na konektado dito sa pamamagitan ng isang transpormer ay bukas nang sabay-sabay. Sa kasong ito, ang parehong mga pulse transformer DT1, DT2 ay nagpapatakbo na may pare-parehong bahagi ng pangunahing paikot-ikot na kasalukuyang, i.e. na may sapilitang magnetization. Kung ang mga espesyal na hakbang ay hindi ginawa upang ma-demagnetize ang mga core, papasok sila ng magnetic saturation sa ilang mga panahon ng pagpapatakbo ng converter, na hahantong sa isang makabuluhang pagbaba sa inductance ng mga pangunahing windings at pagkabigo ng switching transistors VT1, VT2. Isaalang-alang natin ang mga prosesong nagaganap sa converter sa transistor VT1 at transpormer DT1. Kapag nagbukas ang transistor VT1, isang linearly na pagtaas ng kasalukuyang dumadaloy dito at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT1 kasama ang circuit: Upom -2-1 DT1 - circuit VT1 - "case".
Kapag ang pulso sa pag-unlock sa base ng VT1 ay nagtatapos, ito ay biglang nagsasara. Ang kasalukuyang sa pamamagitan ng paikot-ikot na 1-2 DT1 ay humihinto. Gayunpaman, ang EMF sa demagnetizing winding 2-3 DT1 ay nagbabago ng polarity, at ang demagnetizing core DT1 kasalukuyang dumadaloy sa paikot-ikot na ito at diode D10 sa pamamagitan ng circuit: 2 DT1 - Upom - C9 - "katawan" - D10-3DT1.
Ang kasalukuyang ito ay linearly na bumababa, i.e. ang derivative ng magnetic flux sa pamamagitan ng core DT1 ay nagbabago ng sign, at ang core ay demagnetized. Kaya, sa panahon ng reverse cycle na ito, ang labis na enerhiya na nakaimbak sa core DT1 sa panahon ng bukas na estado ng transistor VT1 ay ibinalik sa pinagmulan (imbak na kapasitor C9 ng Upom bus ay recharged).
Gayunpaman, ang pagpipiliang ito para sa pagpapatupad ng pagtutugma ng kaskad ay hindi gaanong kanais-nais, dahil parehong mga transformer DT1, DT2 gumana sa underutilization sa induction at may pare-parehong bahagi ng pangunahing paikot-ikot na kasalukuyang. Ang pagbabaligtad ng magnetization ng mga core DT1, DT2 ay nangyayari sa isang pribadong cycle, na sumasaklaw lamang sa mga positibong halaga ng induction. Dahil dito, ang mga magnetic flux sa mga core ay nagiging pulsating, i.e. naglalaman ng isang pare-parehong sangkap. Ito ay humahantong sa pagtaas ng timbang at laki ng mga parameter ng mga transformer DT1, DT2 at, bilang karagdagan, kumpara sa iba pang mga pagpipilian sa pagtutugma ng cascade, dalawang mga transformer ang kinakailangan dito sa halip na isa.


MGA PANGUNAHING PARAMETER NG SWITCH POWER SUPPLY PARA SA IBM	Ang pangunahing mga parameter ng paglipat ng mga supply ng kuryente ay isinasaalang-alang, ang connector pinout ay ibinigay, ang prinsipyo ng operasyon sa mains boltahe ay 110 at 220 volts,

	Ang TL494 microcircuit, switching circuit at use cases para sa pagkontrol ng mga power switch ng switching power supply ay inilarawan nang detalyado.

PAMAMAHALA NG MGA POWER SWITCHE NG ISANG SWITCHING POWER SUPPLY GAMIT ANG TL494	Ang mga pangunahing pamamaraan para sa pagkontrol sa mga pangunahing circuit ng mga transistor ng kapangyarihan sa paglipat ng mga suplay ng kuryente at mga opsyon para sa pagtatayo ng mga pangalawang power rectifier ay inilarawan.	Buong paglalarawan diagram ng eskematiko at ang pagpapatakbo nito ng switching power supply